磁通切換型記憶電機控制策略研究

壯而行，陽 輝

(1.無錫職業技術學院，無錫 214121；2.東南大學，南京 210096)

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磁通切換型記憶電機控制策略研究

壯而行1，陽 輝2

(1.無錫職業技術學院，無錫 214121；2.東南大學，南京 210096)

近年來，一類采用高剩磁、低矯頑力永磁材料的記憶電機被廣泛研究。這類電機可以通過施加電流脈沖直接調節永磁體的磁化水平，從而大大拓寬電機的弱磁調速范圍。簡要介紹磁通切換型記憶電機的拓撲結構和數學模型，在此基礎上通過對于磁通切換型記憶電機的運行區的分析，提出了一種將在線調磁與傳統弱磁相結合的控制策略，以在增大恒轉矩輸出能力的同時拓寬電機的調速范圍。仿真計算證明了提出的控制策略的有效性。

磁通切換；記憶電機；控制策略；仿真研究

0 引 言

現代高性能永磁同步電機(Permanent Magnet Synchronous Machine, PMSM)一般采用釹鐵硼(NdFeB)永磁，具有高效率、高功率密度、結構簡單、控制方便等優點[1-2]。但是這種永磁電機的調速范圍受到電機磁鏈、電感等固有特性的限制；而且在發電運行時，故障滅磁困難，限制了其應用范圍。為了增強永磁電機的氣隙磁場調節能力，近幾年來，一類能夠通過直接改變永磁體磁化水平調節氣隙磁場的電機—記憶電機(Memory Machine， MM)，受到了國內外部分研究者的重視并取得了突破性進展。這類永磁電機采用高剩磁、低矯頑力的永磁材料，如鋁鎳鈷(AlNiCo)，可通過施加瞬時脈沖改變永磁體的磁化水平，實現氣隙磁場的調節，幾無電勵磁損耗，可以簡單高效地實現在線調磁。

Toshiba公司的Maekawa等研究人員為了優化電機在低速區和高速區的運行效率，在文獻[3]中提出了一種利用釹鐵硼和釤鈷兩種永磁材料的分數槽集中繞組記憶電機，并對其進行了在線調磁控制。為了保證電機的運行性能，在施加調磁電流期間，d軸電流環使用逆模型前饋控制。在24極36槽和48極36槽電機兩臺樣機上的實驗研究，驗證了電機設計和在線調磁策略的可行性。

威斯康星-麥迪遜大學的Limsuwan和Nissan公司的Kato等學者在文獻[4-9]中提出了一種新型的磁通增強型內置式記憶電機，并將其運用于電動汽車驅動系統。針對電機運用于電動汽車驅動的運行工況，文章提出了一種基于滯環PI的方法選擇電機的調磁時機，以減少運行時的總損耗。該方法綜合考慮了調磁損耗和穩態運行損耗，通過優化調節器參數，可使運行效率達到最優。實驗結果證明，使用該方法對電機進行優化調磁后，電機的運行效率比固定磁化狀態時提高了30%。

東南大學林鶴云課題組將磁通切換原理與記憶電機的概念相結合，在文獻[10-11]中提出了多種不同結構的磁通切換型永磁記憶電機(Flux Switching Memory Machine, FSMM)，該類電機的鋁鎳鈷永磁體、電樞繞組和調磁繞組均位于定子上，便于散熱，直流調磁繞組和電樞繞組在電氣上隔離，便于進行解耦控制。 本文將以這類電機為對象，研究其調磁控制策略。

1 記憶電機“記憶機理”和結構

1.1 磁化水平記憶機理

記憶電機中“記憶”的概念來源于電機中使用的高剩磁、低矯頑力永磁材料。這類材料可以通過施加短時充去磁磁動勢改變磁化水平，并且新的磁化水平可以被記憶住。這類材料一般具有兩個特性，首先，非線性的退磁特性使其退磁曲線和回復線不重合，因此當對其施加一個去磁脈沖以后，工作點會在回復線上移動并且停留在一個更低的磁化水平。其次，材料矯頑力較低，遠低于釹鐵硼，這為它的在線充去磁提供了條件。這類材料的典型代表是鋁鎳鈷，其磁滯曲線如圖1所示，圖中Br為最大剩磁，Hc為矯頑力，P0為永磁體的初始工作點。當向永磁施加去磁磁動勢時，永磁體的工作點沿磁滯曲線從P0向下移動到Q0，當去磁磁動勢消失時，永磁體的工作點沿回復線Q0R1上升，最終穩定在P1點。繼續施加更強的去磁磁動勢，永磁體的工作點先沿所在回復線向下移動至極限磁滯曲線上的Q0，隨后沿曲線Q0Q1向下移動，撤去去磁磁動勢，永磁體的工作點沿一條更低的回復線Q1R2上升并最終穩定在P2點。在此狀態下，向永磁體施加一個正的充磁磁動勢，其工作點將沿曲線P2R2R1P1移動，最終穩定在P1點。

圖1 鋁鎳鈷永磁體的磁滯曲線

1.2 電機的結構

圖 2所示為一種12/14極的磁通切換型內嵌式永磁記憶電機。其中，三相集中電樞繞組均匝繞在定子齒上，鋁鎳鈷永磁體內嵌于定子，并匝繞以直流脈沖調磁繞組。電機的磁通切換原理如圖3所示。當轉子從位置A運行到位置B時，電樞繞組匝鏈的磁鏈極性發生了交變，在運行原理上繼承了磁通切換原理，因此永磁磁鏈和相反電動勢波形也有較好的正弦性，十分適合無刷交流運行。同時，從電機運行結構可以得出，當在調磁繞組中施加瞬時正或負直流脈沖電流時，各塊永磁體將在一個電周期內被充磁或去磁到相同的磁化水平，電機有較高的調磁效率。

圖2 磁通切換型內置式記憶電機的結構

(a)轉子位置A

(b)轉子位置B

2 磁通切換型記憶電機的數學模型

為了對記憶電機進行控制，首先需建立記憶電機的數學模型。其建模方法可以比照普通磁通切換型電機[12]和混合勵磁電機[13]進行。

在兩相旋轉dq坐標系下，其磁鏈方程：

(1)

式中：id，iq分別為d，q軸電流；Ld，Lq和Lf分別為d，q軸和調磁繞組電感；Msf為調磁繞組和d軸的互感；ψpm為直軸電樞繞組所匝鏈的永磁磁鏈幅值；ψfpm為穿過調磁繞組的永磁磁鏈。在不施加調磁電流的情況下，ψpm，ψfpm均為恒定不變的直流量；在調磁動態中，這兩個磁鏈值均為調磁電流的函數。

電機的電壓方程：

(2)

式中：ud，uq分別為d，q軸下的等效電樞電壓；id，iq分別為d，q軸下的等效電樞電流；uf為調磁繞組電壓；if為調磁繞組電流；Rs，Rf分別為定子和調磁繞組的電阻；ωe為電機的電角頻率。

由于調磁過程的存在，電機的動態轉矩方程比較復雜。如果調磁電流近似為梯形波，且電機d，q軸電流響應較快，能很快穩定，永磁磁鏈也進入穩態，那么在調磁電流平直時，電機的電磁轉矩為電機的轉矩方程：

(3)

式中：p為電機的極對數，對于FSMM即為轉子極數。

3 磁通切換型記憶電機控制策略

FSMM電機的控制與普通永磁電機類似，可分為恒轉矩區和恒功率區兩個區域。由于FSMM的d,q軸電感很接近，磁阻轉矩對于總轉矩的貢獻很小，因此在恒轉矩區，一般采用id=0控制；在恒功率區，需要采用相應的弱磁算法。本節將依據電流、電壓極限圓，并結合磁通切換記憶電機的運行特性，分析其最優的在線調磁控制策略以拓寬電機的調速范圍。

3.1 電壓極限圓和電流極限圓

正弦穩態情況下，d-q軸坐標系中，電機的電壓分量方程:

(4)

且有:

(5)

當電機高速運行時，式(4)中的電阻壓降可以忽略，式(5)可以寫成:

(6)

(7)

將式(6)代入式(7)并化簡得：

(8)

電機定子電流要受到逆變器輸出電流極限的限制，即下式：

(9)

式(8)和式(9)構成了電壓極限圓和電流極限圓的約束方程，示意圖如圖4所示。

由式(7)可知，隨著電機轉速的升高，電壓極限橢圓形成一簇半徑逐漸變小的圓，定子電流必須落在電流極限圓和電壓極限圓兩者的重疊部分之內。

圖4 電壓極限圓和電流極限圓

3.2 磁通切換型電機運行范圍

在空載情況下，忽略空載電流，電機轉速：

(10)

(11)

此時，電機的運行點為下圖中的A點。

此后，電機進入弱磁運行區，根據ismax與ψpm/Ls的大小關系，可以分為以下兩種情況進行討論：

(a)ψpm/Ls≥ismax(b)ψpm/Ls≤ismax

圖5 兩種不同情況弱磁運行區分析

1)ψpm/Ls≥ismax

在此情況下，點(-ψpm/Ls,0)在電流極限圓外，隨著轉速的升高，電壓極限圓不斷縮小，電機能達到的最大轉矩運行點為電壓極限圓與電流極限圓的交點。當電壓極限圓與電流極限圓相切時，輸出轉矩降為零，電機達到最大轉速：

(12)

運行點軌跡為圖 5(a)中A→B點

2)ψpm/Ls≤ismax

在此情況下，點(-ψpm/Ls,0)在電流極限圓內，理論上電機的轉速可以為無窮大。電機的弱磁運行區域可以分為兩段：與情況1類似，隨轉速的升高，電壓極限圓縮小，電機的最大轉矩運行點為電壓極限圓與電流極限圓的交點，直到交點位于過點(-ψpm/Ls,0)的垂線上。在這個過程中，電機運行點始終位于MTPA線上，電機能達到的最大轉速：

(13)

運行點軌跡為圖5(b)中A→B點。

此后，電機的最大轉矩運行點沿垂線向下移動，且始終位于電壓極限圓上，即沿MTPV線移動，此時電機的轉速表達式：

(14)

運行點軌跡為圖5中B→C點。

根據上述分析，繪制兩種不同情況下的電機運行區域，如圖6所示。

圖6 不同磁化下電機運行區域示意圖

圖6中，加粗線段為電機恒轉矩運行曲線，較細線段為弱磁運行曲線。當電機處于滿磁化狀態時，點(-ψpm/Ls,0)在電流極限圓外，電機的在恒轉矩的轉矩輸出較大，但是在弱磁區輸出轉矩下降較快，弱磁范圍不寬；當電機處于弱磁化狀態時，點(-ψpm/Ls,0)在電流極限圓內時，電機在恒轉矩區的輸出轉矩較小，但是有較寬的弱磁調速范圍。利用記憶電機可以對永磁體直接去磁的特性，可以將兩者的優點結合起來，在低速時對永磁體充磁，提高電機的轉矩輸出能力，在高速時對永磁體去磁，拓寬電機的調速范圍。

為拓寬電機的運行區域，需要選擇合適的速度切換點。由于切換點的計算比較復雜，難以得到解析表達式，可以采用數值計算的方法進行研究，電機的參數如表1所示，電機的額定電流幅值設定為3A，數值計算結果如圖7所示。

圖 7(a)中，ψpm1>ψpm2，且點(-ψpm1/Ls,0)，(-ψpm2/Ls,0)均在電流極限圓外。圖中加粗線段為恒轉矩運行線，較細線段為MTPA運行線。由圖可知，隨磁化狀態的降低，恒轉矩區轉矩輸出能力下降，但弱磁速度可以得到顯著提高，如選擇在兩者運行曲線交點A處對永磁體進行弱磁，可以提高弱磁區的轉矩輸出能力，且拓寬升速范圍。

表1 電機參數

(a)(b)

圖7 不同磁化狀態下電機的運行區

圖 7(b)中，電機運行曲線對應磁化狀態較低，點(-ψpm/Ls,0)均位于電流極限圓內，按曲線從高到低排列，電機的磁化狀態依次降低。圖中，加粗線段為恒轉矩曲線，較細線段為MTPA曲線，虛線為MTPV曲線。從圖中可以看出，在這種情況下，隨著永磁磁鏈的降低，電機的轉矩輸出能力損失較大，采用傳統的弱磁策略時轉矩輸出能力較強，無需對永磁體進行弱磁。

綜合以上兩種情況，記憶電機的運行區域在為轉矩轉速平面上一簇曲線的集合，其運行區域如圖 8(a)所示，若通過調磁，使電機運行于這一簇曲線的包絡上，即可使電機獲得最大的運行區域。在實際控制中，若使電機運行在最大運行區線上，需要頻繁的調磁，對轉矩擾動較大，影響電機的動態性能，也會帶來較大的調磁損耗。為了獲得運行范圍和運行性能的平衡，可以選擇若干固定的磁化狀態，并計算出相應的轉折速度，當速度達到轉折速度時進行調磁。圖 8(b)為采用這一方法所得運行區和最大運行區的比較。圖中加粗線段代表最大運行區線，較細線段為采用固定的5個磁化狀態時電機的運行區線，從圖中可以看出，兩者差異很小，運行區十分接近。

(a)運行區域(b)運行區和最大運行區的比較

圖8 記憶電機運行區域

根據上文的分析，使電機獲得最大運行范圍的運行策略如下：在低速區域，電機應處于滿磁化狀態，以得到最大的轉矩輸出；隨著電機轉速的不斷升高，超過滿磁狀態所對應轉折速度時，電機進入弱磁運行狀態；當點(-ψpm/Ls,0)位于電流極限圓外時，電機采用傳統弱磁策略，并在合適的速度進行去磁，改變磁化狀態，提升轉矩輸出和升速范圍，直到點(-ψpm/Ls,0)恰位于電流極限圓上；此后電機完全采用傳統弱磁策略進行升速，不再繼續調磁。

4 仿真分析

根據上節提出的記憶電機運行策略，在MATLAB/Simulink環境下搭建仿真模型進行仿真，電機參數同表1所示。在此參數下，各磁化狀態對應的轉折速度如表2所示。電機帶2N·m負載啟動，給定轉速2 000r/min；啟動時電機處于滿磁化狀態，永磁磁鏈幅值為0.08Wb；在1s時突降負載至1N·m并升速至3000r/min。在恒轉矩區采用id=0的控制策略，在弱磁運行過程中采用負id補償的控制策略[14]。在運行過程中根據不同轉速進行相應的調磁控制，并將仿真結果與不進行調磁的傳統弱磁控制進行比較。電機的轉速、轉矩、dq電流曲線、以及施加調磁電流及磁鏈變化如圖9～圖12所示。

表2 不同轉折速度與磁鏈對應關系

圖9 兩種情況下電機的轉速響應圖10 兩種情況下電機轉矩相應

圖11 有調磁控制dq電流響應圖12 調磁情況下調磁電流和磁鏈響應

結合圖 9、圖 10和圖 12可以看到，兩種情況下，電機的輸出轉矩都基本能跟蹤給定轉矩。但在不進行調磁的情況下，電機轉速受到限制，無法跟蹤給定轉矩；當依據對應的轉折速度調磁時，電機可以跟蹤給定轉速，轉速響應平滑，電機的運行范圍得到了很大的拓展。圖 10～圖 12顯示了在整個過程中的電流響應和轉矩響應。在起動階段，電機的輸出轉矩大于給定轉矩2 N·m，使電機轉速快速上升，在此過程中，受d軸電壓限制，d軸電流無法跟蹤給定電流，因此需對d軸電流修正進行必要的限幅；當電機達到給定轉速后，輸出轉矩跟蹤給定轉矩，d軸電流可以跟蹤d軸給定；在0.5 s時進行調磁，電流和轉矩擾動很小，dq軸電流可以很快跟蹤給定；在1 s時突降負載并升速，此時輸出轉矩大于1 N·m以使電機升速；當升速完成后電機輸出轉矩跟蹤給定轉矩。

5 結 語

本文簡要介紹了FSMM的拓撲結構和調磁原理，建立了兩相同步旋轉坐標系下的數學模型。詳細分析了FSMM的運行范圍，結合記憶電機的特性，提出了一種擴展運行范圍的調磁策略，將其與傳統的控制策略相結合可提高電機的弱磁帶載能力。在MATLAB/Simulink環境下搭建了電機控制系統仿真模型，并對提出的控制策略進行仿真研究，驗證了控制策略的可行性。

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Research on Control Strategy of Flux-Switching Memory Machine

ZHUANG Er-xing1, YANG Hui2

(1.Wuxi Institue of Technology,Wuxi 214121,China; 2.Southeast University,Nanjing 210096,China)

Memory machines (MMs) equipped with PMs having intrinsically low coercivity and high remanence were extensively investigated recently. They can achieve efficient online flux-adjustment by applying a temporary remagnetizing or demagnetizing current pulse to vary the magnetization state of PMs, thereby exhibiting advantageous feasibility for wide speed range operations. It briefly introduces the topology of a novel flux-switching MM (FSMM) to be controlled, and the corresponding mathematic model is derived. In order to obtain high output torque in constant torque region and wide speed range at the same time, a new control strategy which integrates conventional flux-weakening scheme with online magnetization control is proposed based on the detailed analysis of operation regions of the machine. A simulation model of the machine is built with the aid of MATLAB/Simulink to validate the effectiveness of the proposed control scheme.

flux switching; memory machine; control strategy; simulation validation

2016-04-05

TM35

A

1004-7018(2016)10-0004-06

壯而行(1989-)，男，碩士，助教。