電渦流傳感器前置放大器的設計

周國揚 江國棟

(1.江蘇蘇美達五金工具有限公司，南京 210061；2.南京工業職業技術學院能源與電氣工程學院，南京 210046)

電渦流傳感器前置放大器的設計

周國揚1江國棟2

(1.江蘇蘇美達五金工具有限公司，南京 210061；2.南京工業職業技術學院能源與電氣工程學院，南京 210046)

電渦流傳感器檢測導電材料時會產生微弱的電流信號，要實現測量的高靈敏度和穩定性，前置放大器抑制噪聲、漂移是設計的關鍵。首先，建立放大器噪聲模型找出主要噪聲源，用帶通濾波網絡抑制寬帶噪聲；其次，選用直流負反饋放大器抑制增益漂移，超級伺服電路抑制直流電平漂移；最后，通過PCB板插孔銅鍍層測厚儀的前置放大器進行電路理論分析、仿真和試驗驗證。試驗結果表明：前置放大器能將微弱信號從噪聲中分離出來，放大后信號電平足以進行后續的信號處理和顯示，并滿足信號電平分辨率在1μm以下的要求。

前置放大器 電渦流傳感器 微弱信號 漂移

電渦流檢測技術是以電磁感應原理為基礎建立的一種無損檢測方法[1～3]。不同導電材料制作的工件在交變磁場作用下會產生不同振幅和相位的渦流值，從而可以檢測出工件的缺陷，或測量出工件鍍層和涂膜的厚度。電渦流傳感器拾取感應電壓很小，信號常常淹沒在噪聲中，而無法直接提取和處理。前置放大器用來抑制噪聲并放大和提取感應信號，文獻[4]介紹了前置放大器采用平衡電橋加差分放大器AD830的方案；文獻[5，6]采用儀表放大器AD620對感應信號進行放大，二者均采用差分電路抑制共模噪聲，而未通過控制帶寬來抑制寬帶噪聲，即使后續用軟件小波去噪提高了信噪比，但是改善信噪比的效果相當有限，同時未采用措施抑制放大器漂移，會造成增益誤差和直流電平偏移，很難保證測量結果的準確性。

為了解決上述問題，前置放大器應具有抑制噪聲和漂移的功能，把感興趣的微弱信號從干擾噪聲中分離出來，并將信號放大到足夠進行后續信號處理和顯示。其中涉及前置放大器，為了獲得更好的性能，采用兩級運放級聯的直流放大電路，避免了交流耦合所用電容器等儲能元件存在恢復時間的問題，從而影響放大器性能；將放大器配置成深度負反饋以抑制增益漂移；采用超級伺服電路抑制放大電路直流電平漂移；應用帶通濾波網絡提高放大電路的選擇性，用窄帶濾波方式抑制寬帶噪聲，突出有用信號。在理論分析和仿真試驗的基礎上，通過印刷線路板(Printed Circuit Board，PCB)插孔銅鍍層測厚儀電渦流傳感器的前置放大器進行進一步實驗驗證。

1 電渦流傳感器原理

電渦流檢測是基于電磁感應原理的一種無損檢測方法[7，8]，它適用于各種導電試件的檢測。電渦流傳感器傳感檢測方法有阻抗方式和發射-接收方式兩種。發射-接收方式的接收線圈由兩個反向繞制的匹配線圈串聯組成(又稱差分線圈)，對接收線圈溫漂和外部共模干擾有抑制作用，因此，發射-接收方式傳感器性能優于阻抗方式。PCB板插孔銅鍍層測厚儀電渦流傳感器選用發射-接收方式，電渦流傳感器發射-接收方式的原理如圖1所示。

圖1 發射-接收方式工作原理示意圖

當給發射線圈施加一個交變電流為i1的激勵信號時，根據電磁感應定律，在發射線圈周圍會產生一個交變磁場B1，這個場稱為一次場。如果把發射線圈靠近被測導體試件，B1會在導體試件內感應出一個渦流信號i2；同樣i2也會在周圍產生一個交變磁場B2，這個場稱為二次場。根據楞次定律，B2會阻礙一次場B1的變化并使B1減弱，兩個磁場在空間形成一個疊加磁場，被測試件愈厚，衰減量愈大。B2在接收線圈產生感應電壓，由于接收線圈垂直安裝，靠近被測試件感應最強，引起兩個線圈感應電壓不平衡，從而得到一個電渦流接收信號。接收線圈得到毫伏級微弱信號，圖2為實際電渦流傳感器的接收信號，可以看出，信號淹沒在噪聲中難以分辨，無法進行后續信號處理。

圖2 電渦流傳感器的接收信號

2 前置放大器設計

2.1設計要求

根據圖2所示的電渦流傳感器接收信號的特征，要從噪聲中提取信號，渦流檢測用的前置放大器應具有以下基本特點：

a. 靈敏度必須足以給出適用于處理和顯示的信號電平；

b. 信噪比必須足夠大，以使感興趣的最小信號能與噪聲清楚地區別開來；

c. 放大器電路的選擇性必須能突出有用信號，并濾除干擾噪聲信號；

d. 放大電路有相當高的穩定性，無需經常調整電路參數；

e. 響應速度足夠快，以便在掃描檢查時，能顯示全部有用信號；

f. 設計需滿足各種環境條件，如溫度、振動等。

對于PCB板插孔銅鍍層測厚儀，應用電渦流檢測技術對PCB通孔的銅鍍層厚度進行測量。銅鍍層導體的檢測頻率約為300kHz，屬于高頻微弱信號檢測的技術范疇[9～12]。

2.2方案和電路

前置放大器的設計方案如圖3所示。電渦流傳感器產生的接收信號源i1(t)經帶通濾波網絡窄帶濾波后，其帶寬大幅度縮小，從而有效抑制信號中的噪聲，使放大器有足夠高的信噪比；去噪后的接收信號i1(t)經反相、同相兩級直流放大，其電壓增益K1K2，輸出信號u2(t)有足夠高的輸出電平，保證了檢測所需的高靈敏度；運算放大器電路自身存在直流漂移，經高增益直流放大后會產生高的直流電平偏移，嚴重影響測量精度，故引入由放大器和積分電路構建的超級伺服電路來抑制直流電平偏移[13]，以上技術措施保證前置放大器具有設計要求的基本特點。前置放大器設計包括：放大器的噪聲分析、帶通濾波網絡、高增益負反饋直流放大器和超級伺服電路的電路設計。

圖3 前置放大器設計方案

2.2.1放大器的噪聲分析

前置放大器為了獲得更好的性能，采用兩級直流放大器級聯。一般來說，第1級采用最高的增益。這樣第1級的噪聲源將占主要部分，后面幾級引起的誤差就可以忽略不計。很多情況下，第1級運放用低噪聲高頻寬帶運放，后面幾級則采用低成本的運放，從而獲得高性價比的系統。

放大器噪聲源[9～12]如圖4所示，圖中信號源內阻Rs的熱噪聲為et，Rf的熱噪聲為ef；en和in分別為放大器的輸入噪聲電壓密度和噪聲電流密度。設et、en和in互不相關，K=Rf/Rs，輸出噪聲電壓密度eno的計算式為：

(1)

圖4 放大器噪聲源

由式(1)可知，減小Rs就可以減小et和inRs。將eno折合到輸入，輸入噪聲密度eni=eno/(K+1)，計算eni與et、en和inRs的比值，如果比值大于3，該項噪聲源可以忽略不計，從中可以找出主要噪聲源。

電渦流傳感器接收信號源屬于低阻，考慮到阻抗匹配條件，可滿足Rs<<1kΩ；放大電路一般選用低噪聲運算放大器，按照ADI公司的標準：

通過引入帶通濾波網絡實現窄帶濾波，大幅減小了放大器的帶寬。en噪聲由1/f和寬帶噪聲組成，en可轉換為輸入噪聲均方根值Eni和峰峰值，它與帶寬BW相關，二者的關系如下：

(2)

由式(2)可知，帶寬越窄，Eni越小，窄帶濾波可有效抑制噪聲電平，從而達到減小放大器輸出總噪聲的目的；同時，濾波器中心頻率為300kHz，電路帶通頻段比1/f噪聲的拐點頻率大10倍以上，en的1/f噪聲便可以忽略不計，只考慮放大器的寬帶噪聲，選用低en值低噪聲運放器件即可。

2.2.2帶通濾波網絡

帶通濾波網絡由L1C1串聯諧振回路組成，作為反相放大器的輸入電路，使放大器具有帶通濾波器功能，對輸入信號噪聲進行窄帶濾波以抑制噪聲，前置放大器的前端電路如圖5所示。

圖5 前置放大器的前端電路

由圖5可知，放大器增益K1的計算式為：

K1=-R3/[(jωL1+1/jωC1+RL)//R1//R2]

(3)

諧振回路選用電容C1=1000pF，電感的電感量L1=282μH，品質因數Q=30，電感電阻RL=17.7Ω。當諧振回路諧振時，K1取得最大值，即：

K1=-R3/(RL//R1//R2)=-70

諧振回路3dB帶寬BW=f0/Q=10kHz。分析計算結果表明，選頻網絡諧振時產生低阻抗效應使前級放大器具有高的電壓增益；同時，對信號中的噪聲進行窄帶濾波，大幅提高了信號的信噪比。

2.2.3直流放大器

前置放大器由兩級低噪聲負反饋直流放大器級聯組成(圖5)，前級U1為反相放大器，后級U2為同相放大器。選用直流放大器可以省略放大器級間的耦合電容器，避免了耦合電容器存在恢復時間的問題而影響放大器的性能。采用負反饋方式可使放大器增益漂移減至最小，因為負反饋使增益成為無源元件變換系數的主要函數，而不是與溫度有很大關系的晶體管β系數或場效應管跨道gm相關，運算放大器采用深度負反饋通常十分穩定。諧振時放大器增益K的計算式為：

K=K1K2=-R3/(RL//R1//R2)×(1+R5/R4)

(4)

(5)

根據已知的en、K和BW值，計算得到Eno=560μV。根據高斯正態分布曲線，按照±3σ標準差估算，得到噪聲峰峰值Epp=6Eno=3.36mV。由Epp值表明，信號中的噪聲分量較大，需通過后續的相敏檢波電路進一步降噪檢波。

2.2.4超級伺服電路

OP64運放的輸入偏移電壓Vos=1mV，在放大電路高增益K=700條件下，輸出信號會產生最大0.7V的直流偏移，這對精密測量電路來說是不可接受的。通過配置積分器U3電路和低通濾波器R6C2，圍繞高頻放大器U1和U2構建一個伺服電路系統來補償直流偏移電壓。根據線性控制系統理論，U1、U2和U3構建了抗干擾單輸入單輸出(SISO)閉環控制系統[14，15]，系統輸出不受系統干擾Vos的影響，即對于輸入Vos(s)≠0，穩態輸出U2(s)=0。系統需均衡信號帶寬與伺服放大器響應時間，滿足伺服電路不對放大器的增益和相移產生影響，確保信號的完整性。伺服電路的控制系統框圖如圖6所示。

圖6 伺服電路的控制系統框圖

由圖6可得抗干擾控制系統的傳遞函數為：

(6)

圖6所示的反饋控制器H(s)中包含有一個積分器(1/sτ1)，反映傳遞函數的分子在原點處有一個零點，這說明當s→0時期望輸出U2(s)=0，即Vos(s)≠0時輸出直流偏移為零，對直流電平偏移加以充分的抑制。

將τ1=R7C3=3.5×10-3，τ2=R6C2=2.7×10-5，代入式(6)得到的特征方程為：

s2+3.5×104s+7.4×109=0

(7)

求解方程(7)，得到主根s1,2=-1.85×104±8.4×104j，方程根軌跡都在s左半平面。根據解方程穩定判據準則，判定系統是穩定的。此處的積分器U3選用低失調(Vos=10μV)、低溫漂(TCVos=0.1μV/℃)精密放大器OP77，滿足系統更好地抑制直流電平溫漂的要求；低通濾波器R6C2限制伺服電路帶寬，最小化控制噪聲引入到信號放大器的輸入端。

3 仿真與試驗結果

對筆者介紹的涉及前置放大器系統的幅相頻率特性進行仿真試驗，測量系統的帶寬和相位特性，檢驗系統帶寬與伺服放大器響應時間的均衡性；同時，通過電渦流傳感器檢測標準試件，用示波器測量前置放大器的輸出信號，并對波形質量進行分析。用以上仿真與電路試驗進一步驗證電路設計方案的正確性。

3.1超級伺服頻域仿真

由式(6)和已知伺服系統的環路參數，利用Matlab仿真生成的系統頻率響應曲線如圖7所示。可以看出，當頻率為1Hz時放大器增益約為-33dB，從工程上來說，放大器直流增益可視為零，這說明當Vos=1mV時直流輸出電平為零，放大器直流偏移被充分抑制；當頻率為300kHz時，在帶寬10kHz條件下，放大器增益約為57dB且穩定，此時相移為0°，伺服電路對放大器的增益和相位未造成影響。由此驗證系統很好地解決了放大器帶寬與伺服放大器響應時間的均衡問題。

圖7 頻率響應曲線

3.2試驗電路測試

采用電渦流傳感器測量德國Fischer公司的標準試件，測量鍍層最薄(3.5μm)和最厚(69.5μm)兩種極端條件，前置放大器的輸出波形如圖8所示。由圖分析得到，試件最厚時接收信號幅值約700mV(電壓峰峰值)，試件最薄時接收信號幅值約75mV(電壓峰峰值)，試件鍍層越厚，渦流二次場越強，接收線圈感應電壓就大，前置放大器輸出也越大；反之，放大器輸出就變小。測量數據表明：輸出信號幅值達到足以后續處理和顯示的電平要求，放大器輸入端噪聲電平得到了充分抑制，信號從噪聲中分離出來。示波器在DC狀態下測得波形，波形上下對稱，無直流電平偏移現象發生，保證了測量的準確性。

a. 69.5μm試件 b. 3.5μm試件圖8 前置放大器輸出波形

4 結束語

筆者給出了電渦流傳感器前置放大器的設計方案。在電路設計過程中，首先，進行放大器噪聲分析并找出主要噪聲源，根據主要噪聲源是寬帶噪聲這一特點，引入帶通濾波網絡用窄帶方式抑制寬帶噪聲；其次，放大器采用直流深度負反饋方式來抑制增益漂移，構建了抗干擾SISO系統組成超級伺服電路，從而抑制直流電平漂移；最后，對設計方案通過理論分析、仿真及電路試驗等技術方法進行驗證。結果表明，相比現用的一些設計方案，此前置放大器輸出信號具有高信噪比，能將有用的微弱信號從噪聲中分離出來，放大后信號電平足以進行后續的信號處理和顯示，并滿足信號電平分辨率在1μm以下的要求。關于前置放大器的設計和微信弱信號檢測的方法具有重要的推廣意義。

[1] 美國無損檢測協會.美國無損檢測手冊:電磁卷[M].北京:世界圖書出版社,1996:1～296.

[2] 宋琦華,毛義梅,雷華明.基于DDS技術的脈沖渦流檢測系統[J].計算機測量與控制,2011,19(8):1817～1820.

[3] 陳曉雷,王秀琳.基于渦流技術的檢測系統設計[J].鄭州輕工業學院學報(自然科學版),2010,25(6):67～70.

[4] 曹釗濱,宋文愛,楊錄,等.橋式渦流檢測系統的研究與設計[J].儀表技術與傳感器,2013,(3):61～63.

[5] 姜守安.奧氏體不銹鋼脈沖渦流檢測技術研究[D].南京:南京航空航天大學,2013.

[6] 楊賓峰.脈沖渦流無損檢測若干關鍵技術研究[D].長沙:國防科學技術大學,2006.

[7] 來超.多涂層厚度渦流無損檢測技術及其實現方法研究[D].成都:電子科技大學,2015.

[8] 張德俊.基于渦流無損檢測技術的導電涂層厚度檢測方法研究[D].成都:電子科技大學,2015.

[9] 高晉占.微弱信號檢測[M].北京:清華大學出版社,2011:40～110.

[10] 于向前,陳鴻飛,鄒鴻,等.極弱電流信號檢測電路中前置放大器模擬研究[J].核電子學與探測技術,2014,(12):1514～1517.

[11] 張濱,楊銀堂,李躍進.利用噪聲抵消技術設計低噪聲放大器[J].電路與系統學報,2013,18(1):408～411.

[12] 邱賀,段永紅.用于感應式磁傳感器前置放大器的研制[J].儀表技術與傳感器,2015,(1):22～23.

[13] 遠坂俊昭(日)，著,彭軍，譯.測量電子電路設計-模擬篇[M].北京:科學出版社,2007:17～24.

[14] D′azzo J J,Houpis C H,Shelcon S N,著,張斌武,王玲芳,孫鵬,譯.基于MATLAB的線性控制系統分析與設計[M].北京:機械工業出版社,2008.

[15] 江國棟,丁強.一種渦流傳感器恒流驅動電路設計[J].工礦自動化,2014,40(11):13～17.

DesignofPre-amplifierforEddyCurrentSensors

ZHOU Guo-yang1, JIANG Guo-dong2

(1.JiangsuSUMECHardware&ToolsCo.,Ltd.,Nanjing210061,China; 2.CollegeofEnergyandElectricalEngineering,NanjingInstituteofIndustryandTechnology,Nanjing210046,China)

Applying eddy-current sensor to detect conductive materials can generate weak current signals. Suppressing both noise and shift becomes into the key factor in pre-amplifier design so as to achieve high sensitivity and high stability in the measurement. In which, having amplifier’s noise model built to find out main source of the noise and the band-pass filter employed to suppress broadband noise; then having amplifier with direct-current negative feedback selected to suppress the gain shifting and the super servo circuit adopted to suppress the direct-current level shifting; finally, having the pre-amplifier applied in PCB copper coating’s thickness measurement device employed for theoretical analysis, simulation and experiment. Experimental results show that, the pre-amplifier can separate weak signals from noise; and the amplified signal can satisfy subsequent requirement of the signal process and display where resolution ratio of the signal is smaller than 1um.

pre-amplifier, eddy-current sensor, weak signal, shifting

TH89

A

1000-3932(2016)11-1176-06

2016-08-15(修改稿)