一種三相級聯型電力電子變壓器及其控制策略研究季振東

，　李東野，　孫毅超，　趙劍鋒，　黃允凱

(1.南京理工大學 自動化學院，江蘇 南京 210094；2.東南大學 電氣工程學院，江蘇 南京 210096)

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一種三相級聯型電力電子變壓器及其控制策略研究季振東

1，李東野2，孫毅超2，趙劍鋒2，黃允凱2

(1.南京理工大學 自動化學院，江蘇 南京 210094；2.東南大學 電氣工程學院，江蘇 南京 210096)

針對直流微網的并網問題，設計一種三相級聯型電力電子變壓器，高壓交流輸入級采用星形級聯型H橋拓撲，低壓直流輸出級使用輸出并聯的隔離式雙向主動全橋結構。在直接接入交流配電網的同時，為分布式能源提供了一個穩定的直流接口。文中針對兩級分別設計了閉環的控制方法，特別是對于高壓級的星形級聯型拓撲提出了一種簡單的相間和相內直流側平衡控制方法。通過仿真和實驗驗證了上述拓撲結構和控制策略的可行性和有效性。

直流微網；電力電子變壓器；級聯型變流器；直流側平衡控制

0　引　言

近年來，由于能源緊缺和環境問題，越來越多的分布式發電接入電網。但分布式發電單元具有不可調度，間歇性功率波動以及雙向潮流等特點，這給電網帶來了不穩定因素，也對電網調度提出了新的挑戰，嚴重制約了其在電力系統中的發展[1]。為了解決上述問題并充分發揮分布式發電的作用和價值，研究人員提出了新的分布式能源的構架——微網。

微網將各種分布式能源、儲能單元、負荷以及監控保護裝置組合起來，具有靈活的可調度性能，并能夠滿足并網和離網兩種運行模式[2-3]。目前有兩種存在形式，即直流微網和交流微網。由于直流微網不需要對電壓的相位和頻率進行跟蹤控制，與交流微網相比，它的控制較為簡單且可靠性也較強。同時，直流微網提高了電網的傳輸效率，一方面它減少了由無功功率引起的線路損耗，另一方面它僅通過一級變換器便能與分布式發電電源及負載連接[4-5]。因此，直流微網更適合分布式能源和負載的接入。

本文將針對直流微網的并網設計三相高壓交流輸入低壓直流輸出的兩級式電力電子變壓器，擬在高壓輸入級采用三相CHB(Cascaded H-bridge)，低壓輸出級使用并聯DAB(Dual Active Bridge)變換器。其中，高壓級的多直流電壓平衡控制為控制的重要環節。一些文獻研究了單相級聯型變流器的平衡控制方法[7-11]，但并不能直接用于三相星形級聯型變流器拓撲。在文獻[6]、文獻[12] 中，提出的算法是針對三相級聯型STATCOM，但是三相被分別處理，故而相間的平衡是不能控制的。本文擬提出一種簡單的控制方法用于平衡三相級聯型拓撲的相間和相內平衡。在低壓級，本文擬在DAB移相控制的基礎上[15-16]，提出一種輸出并聯的多DAB均流控制策略。最終，通過仿真和實驗在不同條件下對控制方法的可行性和有效性進行驗證。

1　電力電子變壓器的拓撲結構

本文設計的電力電子變壓器正是針對直流微網并網所提出的，它在將直流微網與交流配網相隔離的同時，也為分布式電源提供了一個穩定的直流接口。如圖1所示，光伏、燃料電池、儲能等直流微電源和直流負載通過DC/DC變換器直接或間接接入直流母線，同時風電等交流微電源和交流負載通過DC/AC變換器接入。

圖2所示的是電力電子變壓器中的功率模塊的電路。它由兩部分組成，H橋整流器和DAB變換器。圖3為基于上述模塊設計的電力電子變壓器整體結構圖。這種電力電子變壓器具有模塊化、易于實現的特點，而且可以使用不同的級聯單元數以擴展至不同的電壓等級。

圖1　用于直流微網的電力電子變壓器Fig.1　PET used in DC micro-grid

圖2　電力電子變壓器中的功率模塊Fig.2　Circuit diagram of a modular block in PET

圖3　三相級聯型電力電子變壓器的電路結構Fig.3　Circuit configuration of three-phase cascaded PET

對應于功率模塊中的兩級，整個電力電子變壓器也分為兩級。高壓級中的三相級聯型結構除了用于功率因數校正和輸入電流正弦化的目的外，還需要調節各個直流側的電壓穩定在指令值。這一級中每個功率模塊可以產生三種輸出電壓：+UDC，0，-UDC。比如產生輸出電壓-UDC，開關Si2和Si3是閉合狀態；產生零電壓輸出，開關Si1,Si3或者Si2,Si4是閉合的。n個H橋可以產生2n+1輸出電平，故而這一級的輸出線電壓為4n+1電平。當n=3，開關狀態可以組合出電壓0，±UDC，±2UDC，±3UDC，±4UDC，±5UDC，±6UDC。

低壓級由并聯的DAB變換器構成，這些DAB變換器的輸入側連接于高壓級不同的直流側，并在輸出側互相并聯。這一級的控制目標不僅要讓輸出側直流電壓保持在期望值，而且要實現各模塊的功率均衡分配以便于高壓級各H橋的功率平衡。在該級中，直流電壓被轉換成方波，從而耦合到高頻變壓器的副邊，然后形成輸出的直流電壓。雙H橋使得能量可以雙向流動，所以PET能夠連接于直流微網中的分布式發電，負載和儲能裝置。

由于PET的這兩級有著各自的控制目標，故而兩級的控制方法可以分開進行研究，且利于優化以提高整體的控制性能。

2　電力電子變壓器的控制策略

2.1三相星形CHB變換器的電壓平衡控制

電力電子變壓器的高壓級為n級級聯的H橋整流器，通過借助開關函數Si，可以得到該拓撲結構中各單相的數學模型：

(1)

(2)

式中：us,is為電網側相電壓和輸入線電流；L為裝置的并網電抗；C,R,Udci分別為各H橋的直流母線的電容、負載以及電壓。

開關函數Si定義如下：

Si=Si1Si4-Si2Si3。

(3)

其中，Si1～Si4為i級H橋中四個開關管的工作狀態，取值為0或1。從而可以得到開關函數Si的三種可能的取值：-1，0，1。

由于單相級聯H橋的各模塊所流過的電流是一致的，故而從網側可以將它們當作一個整體，進而可以借鑒普通單相PWM整流器的傳統雙閉環PI控制進行研究。如果各H橋的參數完全一致，傳統雙閉環控制方法可以無改動地用于三相級聯型變換器。但是電力電子器件的不平衡傳導和開關損耗，驅動脈沖的不同延時，控制電路內在的延時和負載的不平衡等因素[13]，會造成了直流側電壓的不平衡。由于三相星形級聯結構中的三相電流間存在耦合關系，故而該結構除了存在單相內的直流側電壓不平衡問題，還有三相之間的直流側電壓不平衡。

圖4　三相級聯型拓撲的控制框圖Fig.4　Control diagram for three-phase CHB converter

圖5　有功電流獨立控制方法Fig.5　Active currents separate control method

圖6　相間直流側電壓平衡控制Fig.6　Interphase DC voltages balancing control

圖7　相內直流電壓平衡控制Fig.7　Inphase DC voltages balancing control

使用CHB變換器常用的一種調制方法，載波移相脈寬調制方法(phase shift pulse-width modulation,PSPWM)[14]。圖8是級聯單元數n=3時的變換器各橋臂的調制方案。us是調制波，Vix為圖2所示的IGBT橋臂Six的載波。各個相鄰的載波錯開時間為Tc1/2n,其中Tc1為載波周期值。三相結構中的同一層H橋對應橋臂使用同一個載波。載波頻率決定了IGBT的開關頻率，單相CHB的等效開關頻率是開關頻率的2n倍。等效開關頻率的提高不僅提高了輸出電壓及電流波形的正弦度，也減小了并網的所需電抗值。

圖8　載波移相PWM調制方法Fig.8　PSPWM modulation method

2.2并聯型隔離DAB的均流控制

DAB變換器由雙H橋和中間隔離的高頻變壓器組成。圖9是控制DAB產生的主要波形，其中的變量定義見圖2。第一個H橋產生占空比50%的方波電壓Vc1至高頻變壓器的原邊，同時連接于副邊繞組的第二個H橋產生一個同樣的波形Vc2。考慮到高頻變壓器可控漏抗Lk存在，能夠通過控制Vc1和Vc2之間的移相角δ來改變變壓器漏抗上產生電壓Vk，從而控制電流ik以實現能量的雙向流動[15-16]。

圖9　隔離式雙向主動全橋的控制Fig.9　Control of isolated DAB converter

根據文獻[17]，推導出具體的傳遞功率值：

(4)

其中:Udc和Uo分別為DAB模塊的輸入及輸出的直流側電壓；Lk為高頻變壓器的漏感值；Tc2為方波電壓的周期值。

由于各個并聯DAB變換器在變壓器參數(變比，漏抗等)和輸入側的直流電壓存在不同，這會造成各單元傳送功率的不均衡。而功率不平衡在全功率運行等條件下會導致過流故障的發生。故而，并聯DAB的控制一方面要滿足輸出側電壓的穩定，另一方面是要實現各個并聯DAB變換器的均流。如圖10所示，提出的控制方法使用了一個電壓環和3n個電流環。其中，Uo是輸出電壓的實時值，iref為各個電流環公用的電流指令值，ioi和δi分別為各個變換器輸出的直流電流和使用的移相角。

圖10　并聯DAB變換器的控制Fig.10　Control of output-parallel DAB converters

3　仿真結果

為了對設計的三相級聯型電力電子變壓器和控制方法的可行性和有效性進行驗證，在Matlab/Simulink下進行了仿真。仿真系統結構如圖3所示，PET是基于三相3 kV(50 Hz)電網設計的3串結構。表1為對應于圖2功率模塊的參數。

表1　仿真中的單元參數

3.1三相星形CHB變換器的仿真

第一個仿真是在不平衡條件下驗證PET的高壓級。由于CHB變換器中的不平衡因素都可以等價成直流側并聯型負載[13]，仿真是在不同直流側接入不同負載下進行的。

仿真中，各單元的初始負載均為80 Ω。在0.2 s時，A2，A3，B1，B2的負載發生了突變，各自變化為RA2=40 Ω，RA3=160 Ω，RB1=40 Ω，RB2=48 Ω。圖11～圖14是仿真波形圖。如圖11所示，不平衡控制方法能夠消除直流側負載突變帶來的影響。圖12顯示了三相中有功和無功功率的分配情況，各相中的有功功率可以根據負載進行調節，無功功率的作用是用于三相有功電流的獨立控制。

圖11　各單元直流側電壓波形Fig.11　The waveforms of DC voltages

從圖12和圖13可以看出，方法中的三相之間的直流側平衡控制是以犧牲功率因數和輸入電流的不平衡度為代價的。圖14是CHB變換器A相交流側的輸出電壓波形，為七電平波形。

圖12　三相中的有功和無功分配圖Fig.12　Active and reactive power distribution in three phase

圖13　輸入電流波形Fig.13　Input currents of CHB converter

圖14　CHB變換器的A相輸出電壓波形Fig.14　CHB converter output voltage of phase A

3.2電力電子變壓器的整體仿真

圖15～圖17是針對電力電子變壓器整體的仿真波形。t=0 s時，PET在輸出直流側所帶的負載Ro=20 Ω，此時能量從交流側流向直流側。為了模擬分布式發電，在t=0.2 s時，將1 200 V的直流電壓源通過5 Ω的電阻接入輸出的直流側。從波形中可以看出，PET能夠實現雙向傳輸能量并保持輸出穩定，且具有較好的動態性能。圖18為輸出并聯的各DAB模塊中的漏感電流，可以看出穩定運行的同時低壓級的均流控制策略亦較好地得以實現。

圖15　PET的輸出電壓Fig.15　Output voltage of PET

圖16　A相的輸入電壓和電流Fig.16　Input voltage and current of phase A

圖17　PET的輸入電流Fig.17　Input currents of PET

圖18　各并聯DAB模塊的漏感電流波形Fig.18　Leakage Currents of output-parallel DAB modules

4　實　驗

為了進一步對提出的控制方法進行驗證，使用三個如圖2所示的單元組成了N=1的三相星型結構的試驗平臺。控制系統使用了主從控制模式，主控制器采用了DSP+FPGA的構架，用于實現主控算法和控制信號下發，而用于生成PWM脈沖的各功率單元的從控制器是基于CPLD實現的，主從控制采用光纖連接的方式。由于試驗條件的限制，使用三相調壓器連接三相級聯并網逆變器進行低壓試驗。具體參數為：并網電抗器為2 mH，輸入級和輸出級的直流電容值均為2 000 μF，變壓器變比1∶1，漏抗2 mH；輸入級開關頻率為3.2 kHz，輸出級為4 kHz，輸入級和輸出級直流側指令電壓均為52 V。

圖19和圖20所示的是輸入級的直流側平衡控制的實驗波形。此實驗中輸出級的DAB模塊不工作，各相H橋單元負載不同，RA=40 Ω，RB=23 Ω，RC=50 Ω，可以看到在啟動前直流側處于不同的電壓值，經過直流側平衡控制，三相各直流側均到達指令值并保持平衡。但此時電流處于不平衡狀態，是由于無功電流分量注入所導致的，與仿真結果一致。

圖19　CHB變換器的各直流側電壓Fig.19　DC voltages of CHB converter

圖20　CHB變換器的輸入電壓和電流Fig.20　Input voltage and currents of CHB converter

圖21和圖22為PET整機的實驗波形，去除輸入級的不平衡負載，在輸出級的直流側連接10 Ω的電阻負載。圖21所示的為能量正向流動時的PET的輸入電壓、電流以及輸出的直流側電壓波形，可以看出A相的電網電壓與電流同相位，實現了單位功率因數整流以及直流側電壓的穩定。圖22為能饋狀態下的PET實驗波形，是通過輸出直流側接入可調壓的不控整流橋進行的。從圖22可以看出，穩定后電流相位與電網電壓反向，實現了能量回饋，直流側仍能保持平衡且具有較好的動態性能，能夠實現分布式發電的接入。

圖21　PET整機實驗波形Fig.21　Experimental waveforms of PET

由于實驗裝置的單元數有限，為了體現級聯效果，將三個單元串聯形成n=3的單相級聯結構，參數與前面一致，可得到圖23的七電平實驗波形，圖中CH1和CH2分別對應網側電壓和電流。CH3為高壓級逆變器的七電平輸出電壓，CH4為PET的輸出直流側電壓。

圖22　PET能饋時的實驗波形Fig.22　Experimental waveforms of PET with energy-feedback

圖23　單相三級級聯波形Fig.23　Waveforms of cascaded number N=3

5　結　論

針對直流微網的并網問題，本文設計了一種三相級聯型電力電子變壓器，分別針對其兩級提出了各自的閉環控制方法。對于高壓級，在傳統H橋整流器的雙閉環PI控制的基礎上，提出了一種簡單的三相直流側平衡控制方法，很好的實現了直流側的相間和相內平衡；對于低壓級，利用并聯DAB的均流控制方法以實現各個單元的功率均衡。通過仿真和實驗充分驗證了控制方法的可行性和有效性。本文所設計的電力電子變壓器有利于推動基于直流微網的分布式發電的廣泛應用。

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(編輯：劉素菊)

Research on a three-phase cascaded power electronic transformer and its control strategy

JI Zhen-dong1,LI Dong-ye2,SUN Yi-chao2,ZHAO Jian-feng2,HUANG Yun-kai2

(1.School of Automation,Nanjing University of Science and Technology,Nanjing 210094,China;2.School of Electrical Engineering,Southeast University,Nanjing 210096,China)

A three-phase cascaded power electronic transformer (PET) is designed for grid-connected DC micro-grid.It consists of star-connected cascaded H-bridge (CHB) converters at the input stage and output-parallel isolated dual active bridges (DAB) at the output stage.The proposed PET can be directly connected to high-voltage distribution network and provide a stable DC interface for distribute generation (DG).The closed-loop control methods were respectively designed for the two stages,in which a simple control method was proposed to balance inphase and interphase DC voltages of star-connected CHB converter in particular.The feasibility and validity of the proposed PET and its control strategy are verified by simulation and experiment.

DC micro-grid；power electronic transformer；cascaded H-bridge；DC voltage balancing

2013-05-07

國家自然科學基金(51477030)；江蘇省產學研前瞻性聯合研究項目(BY2014127-15)

季振東(1986—)，男，博士，講師，研究方向為高壓大功率電力電子技術、新能源并網發電、電力電子變壓器；

李東野(1987—)，男，博士研究生，研究方向為多電平電力電子變流器技術、電力電子變壓器；

季振東

10.15938/j.emc.2016.08.005

TM 461

A

1007-449X(2016)08-0032-08

孫毅超(1987—)，男，博士研究生，研究方向為多電平電力電子變流器技術、電力電子變壓器；

趙劍鋒(1972—)，男，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術在電力系統中的應用；

黃允凱(1977—)，男，博士，副教授，研究方向為特種電機理論分析、設計與研制等方面。