一種緊湊微帶增益均衡器的仿真和設計

李　光

(中國西南電子技術研究所，　成都 610036)

?

一種緊湊微帶增益均衡器的仿真和設計

李光

(中國西南電子技術研究所，成都 610036)

為補償寬帶收發前端幅頻響應不平坦的缺點，基于薄膜工藝，設計了一種結構緊湊的微帶增益均衡器。設計中綜合考慮了幅頻響應均衡要求及阻抗匹配等因素，在薄膜電阻(加載在諧振枝節上的吸收結構)與主傳輸線之間增設了高阻微帶線，以減小對阻抗匹配的惡化。為了便于小型化集成，高阻微帶線彎曲成S形，開路微帶枝節彎曲成U形，均衡器垂直主線方向的長度僅為原來的44%。實物測試在24.6GHz～26.7GHz頻帶內，回波損耗小于-17.4dB，均衡量約為-6dB，與仿真結果相符度良好，證明此設計方法可靠實用。

均衡器；薄膜；緊湊；幅度均衡

0　引　言

微波固態電路具有效率高、工作電壓低、性能穩定、壽命長、可靠性高、體積小、重量輕便于集成等多種突出優點，在衛星通信、相控陣雷達、電子對抗和其他要求小型化的彈載和機載應用系統中展現了廣泛的應用前景[1-2]。在寬帶收發前端設計中，特別是總增益較高的發射前端中需要集成多級放大器、混頻器和濾波器等器件。由于在工作頻帶內可選器件增益存在差異的固有特性和加工工藝的局限性，多級累加后，往往造成整個前端在工作頻帶內增益波動過大，不能滿足帶內增益平坦度的要求，給應用帶來諸多不便。在寬帶收發前端中添加合適的增益均衡器可以有效地解決該問題。增益均衡器提供一個與原寬帶收發前端特性相反的衰減曲線，以補償其本身波動的幅頻響應，綜合得到較平坦的帶內增益[3-4]。

本文根據寬帶收發前端(無均衡器)實際頻響曲線及增益平坦度指標要求，應用ADS和HFSS進行仿真優化，設計了一薄膜電阻加載的微帶諧振枝節組成的均衡器。

1　均衡器理論

增益均衡器主要有集總參數型、同軸型、波導型、集成傳輸線型四種。集總參數型受元器件的寄生參數的影響，一般只能用于低頻段；同軸型和波導型適用于大功率高頻段的應用，但質量和體積較大，不利于系統集成；集成傳輸線型均衡器以體積小、質量輕、結構簡單、加工方便和成本低得到廣泛應用，其多以適用于寬帶均衡網絡設計的電阻加載微帶枝節型均衡器為主[5-7]

圖1　諧振單元及等效電路模型

增益均衡器的諧振單元由開路微帶線及薄膜電阻構成，如圖1a)所示，而微帶線的傳輸模式為準TEM模，所以可以用傳輸線理論來分析。單一枝節的加載薄膜電阻的開路短截線可以等效為RLC(電阻、電感、電容)串聯諧振回路[8]，如圖1b)所示。依據微波網絡理論[9]，該等效電路的傳輸系數為

(1)

幅頻響應曲線如圖2所示，可見諧振單元本質上就是陷波器，調整L或C的元件參數可調節其諧振中心頻率，調整R的元件參數可以改變陷波器的Q值，從而調整最大衰減及帶寬。

圖2　幅頻響應

當輸入輸出匹配的多級諧振單元級聯起來，網絡的綜合幅頻響應為

(2)

根據級數理論上，可以用不限個數的陷波器來擬合任意的相對響應波形(不計絕對插損值)[10]。

2　均衡器仿真與優化

因為工作頻帶位于選用器件的工作頻帶的下邊沿，寬帶收發前端實際幅頻響應低端增益低，高端增益高。在24.6GHz～26.7GHz頻帶內，增益差值約為5dB。

基片介電常數較大，可相對縮短微帶線的長度。為便于集成，縮小電路尺寸，選用了相對介電常數為9.7、厚度為0.254mm的氧化鋁介質作為基片。選用了對稱雙枝節的拓撲結構，雙枝節之間的主傳輸線電長度約為半波長。如圖3所示，在仿真軟件ADS進行原理圖建模，以頻帶內均衡要求及輸入輸出駐波特性作為目標，以雙枝節間的主傳輸線寬度、長度、薄膜電阻與主線之間高阻線的長度、薄膜電阻之后的開路線長度為主要優化變量，應用ADS內置工具進行優化，初步確定電路各部分結構的尺寸初值。

圖3　ADS原理圖模型

薄膜電阻直接加載在主傳輸線上，會使得電路的駐波特性變差，不僅惡化了輸入輸出匹配特性，也引入了較大的高端插損。設計中考慮了幅頻響應均衡目標及阻抗匹配等要求，在薄膜電阻與主傳輸線之間增設了高阻線。增益均衡器的外形長寬比越接近1，且所占面積越小，對小型化集成及組裝可靠性越有利。但當微帶線之間的縫隙過小時，線間耦合會影響均衡器性能，加大了設計難度及均衡器的加工精度要求。綜合上述因素，本文對作為陷波單元的枝節諧振器進行了適當彎曲。

優化結果如圖4所示，其中，實線為插損曲線，以左側的縱軸坐標；虛線為回波損耗曲線，應用右側的縱軸坐標(后續結果圖示也為此格式)?；夭〒p耗優于-18dB，均衡量約為4.2dB。

圖4　優化結果

ADS原理圖仿真未充分考慮微帶傳輸線間的耦合影響，當傳輸線之間的間距較小時，其仿真結果可能與實際情況有很大的差別。因此，將原理圖轉化為電路版圖，如圖5所示。設置好基片參數(厚度、介電常數等)、薄膜電阻參數及仿真參數，進行momentum仿真，根據仿真結果及設計目標對各個尺寸進行微調迭代。枝節的長度主要影響諧振頻率，越短諧振頻率越高。枝節寬度主要影響Q值和諧振頻率，越寬則Q值越大，諧振頻率往低端偏移，插損增大；薄膜電阻的長度影響與枝節長度影響基本相同，而阻值主要影響均衡器的Q值，阻值越大，Q值越大。經過若干次迭代仿真，得到如圖6所示的均衡曲線及回波損耗。均衡量約為-4.1dB，回波損耗小于-20dB。

圖5　momentum仿真模型

圖6　momentum仿真結果

Momentum仿真是2.5維的仿真，其速度較三維場仿真要快，但精度稍差。為保證設計準確性，投圖加工前在三維場仿真軟件HFSS中進行參數化建模仿真進行驗證。模型如圖7所示，仿真結果如圖8所示，帶內回波損耗小于-20dB，與momentum仿真結果基本相同，而均衡量為-5.2dB，比momentum仿真結果大了1dB。

圖8　HFSS仿真結果

如圖9a)所示，本文中將高阻微帶線彎曲成S形，薄膜電阻之后的開路微帶線彎曲成U形。圖9b)為不彎曲狀態的均衡器，與之對比，均衡器的垂直于主線方向的長度僅為原來的44%，長寬比由2.3優化為了1.0。

圖9　外形對比(mm)

3　實物測試

投圖加工后，均衡器在顯微鏡下的放大照片實物如圖10所示，其尺寸為2.9mm× 3.7mm。將均衡器裝配到測試載臺上后用矢量網絡分析儀進行測試，測試裝夾如圖11所示，實測結果如圖12所示。在工作頻帶內，回波損耗小于-17.4dB，均衡量約為-6dB，比HFSS仿真結果大了1dB，插損值大了約1.6dB。扣除測試臺及測試轉接件的損耗，插損與仿真結果基本相符。而回波損耗和均衡量的差別主要是因為：1)測試臺匹配有限，帶來測量誤差；2)電路加工精度影響。均衡器實測結果已滿足工程實際需要，裝配在寬帶收發前端內部之后，其幅頻響應帶內波動特性明顯改善。

圖10　顯微鏡下放大均衡器照片

圖11　均衡器測試

4　結束語

本文基于薄膜工藝，設計制造了一種結構緊湊的微帶增益均衡器。設計中綜合考慮了幅頻響應均衡要求及阻抗匹配等因素，在薄膜電阻(加載在諧振枝節上的吸收結構)與主傳輸線之間增設了高阻微帶線，以減小對阻抗匹配的惡化。高阻微帶線彎曲成S形，薄膜電阻之后的開路微帶線彎曲成U形，本文中的均衡器諧振枝節長度僅為不彎曲狀態的44%，長寬比由2.3優化為1.0，使得結構更為緊湊，更便于小型化集成。均衡器實物測試結果在24.6GHz～26.7GHz頻帶內，回波損耗小于-17.4dB，均衡量約為-6dB，與仿真結果相符度良好，證明了此設計方法可靠實用。

[1]甘體國. 毫米波工程[M]. 成都：電子科技大學出版社，2006.

GANTiguo.Millimeterwaveengineering[M].Chengdu：PressofUniversityofElectronicScienceandTechnologyofChina，2006.

[2]徐銳敏，陳志凱，趙偉. 微波集成電路的發展趨勢[J]. 微波學報, 2013, 29(5/6): 55-60.

XURuimin,CHENZhikai,ZHAOWei.Developmenttrendofmicrowaveintegratedcircuits[J].JournalofMicrowaves, 2013,29(5/6): 55-60.

[3]王國棟，華偉. 一種寬帶小型化微波增益均衡器設計[J]. 四川大學學報(自然科學版), 2014, 51(4): 764-768.

WANGGuodong,HUAWei.Designofacompactbroadbandmicrowavegainequalizer[J].JournalofSichuanUniversity(NaturalScienceEdition), 2014, 51(4): 764-768.

[4]趙大千，王麗. 一種用于MPM的新型增益均衡器設計[J]. 現代雷達, 2014, 36(2): 63-66.

ZHAODaqian，WANGLi.AnewdesignofmicrostripgainequalizerusedinMPM[J].ModernRadar, 2014, 36(2): 63-66.

[5]李建，李勇利，肖燈軍.X波段寬帶低差損功率均衡器的設計與實現[J]. 現代雷達, 2011, 33(3): 67-69.

LIJian，LIYongli，XIAODengjun.DesignandrealizationofXbandbroadbandequalizerwithlowinsertionloss[J].ModernRadar, 2011, 33(3): 67-69.

[6]陳志宏，王抗旱. 采用幅度均衡器的寬帶毫米波低噪聲放大器[J]. 半導體技術, 2012, 37(5): 395-398.

CHENZhihong，WANGKanghan.Broadbandmillimeter-waveLNAwithamplitudeequalizer[J].SemiconductorTechnology, 2012, 37(5): 395-398.

[7]劉亞男，何慶國，郝金中，等. 6～18GHz超寬帶微帶均衡器設計與實現[J]. 半導體技術, 2010, 35(1): 23-26.LIUYanan,HEQingguo,HAOJinzhong,etal.Designandimplementationof6～18GHzsuper-broadbandmicrostripequalizer[J].SemiconductorTechnology, 2010, 35(1): 23-26.

[8]ZHANGYong,YUMengguo,YANBo,etal.Researchonthemillimeterwavepowerequalizer[C]//IEEEInternationalSymposiumonMicrowave,Antenna,Propagation,andEMCTechnologiesforWirelessCommunications. [S.l.]:IEEEPress, 2007：446-449.

[9]INDERJB.FundamentalsofRFmicrowavetransistoramplifiers[M].NowYork:JohnWiley&Sons，2009.

[10]張勇, 薛凱. 高均衡量微帶寬帶功率均衡器[J]. 強激光與粒子束, 2008, 20(7): 1147-1150.

ZHANGYong,XUEKai.Microstrippowerequalizerwithgreatequalrange[J].HighPowerLaserandParticleBeams, 2008, 20(7): 1147-1150.

李光男，1981年生，碩士，工程師。研究方向為微波/毫米波信道技術。

SimulationandDesignofCompactPlanarGainEqualizer

LIGuang

(SouthwestChinaInstituteofElectronicTechnology,Chengdu610036,China)

Acompactmicrostripgainequalizerisproposedforcompensatingtheunacceptableflatnessofbroadbandtransceiver,whichisbasedonthinfilmtechnology.Theinfluenceofequalizingfactorandimpedancematchingarealsotakenintoaccount.Highresistancemicrostriplineisaddedbetweenfilmresistor(loadedinresonatorsasabsorber)andmainmicrostriplinetominimizetheimpedancematchingdeterioration.Inordertomakethecircuitcompactandminiaturizedeasily,highresistancemicrostriplineisbentintoSformandopenmicrostripstubisbentintoUform.Thelenghthperpendiculartomainlineisonly44%ofthestraightoriginal.Theexperimentalresultsshowthattheequalizermeasuredachievedagainequalizingfactorover-6dBandareturnloss-17.4dBin24.6GHz～26.7GHz,whichisconsistentwithsimulationresults.It′sprovedthatthemethodisreliableandpractical.

equalizer;thinfilm;compact;amplitudeequalization

李光Email：plumray@163.com

2016-01-15

2016-03-18

TN715

A

1004-7859(2016)06-0059-04

·天饋伺系統·DOI：10.16592/j.cnki.1004-7859.2016.06.014