新型結構高速無槽永磁同步電機研究

寇寶泉，　曹海川，　張曉晨

(1.哈爾濱工業大學 電氣工程及自動化學院, 黑龍江 哈爾濱 150001; 2.北京交通大學 電氣工程學院, 北京 100044)

?

新型結構高速無槽永磁同步電機研究

寇寶泉1，曹海川1，張曉晨2

(1.哈爾濱工業大學 電氣工程及自動化學院, 黑龍江 哈爾濱 150001; 2.北京交通大學 電氣工程學院, 北京 100044)

摘要:針對高速無槽電機電感普遍較小的問題，提出了一種新型結構的高速無槽永磁同步電機。該電機的定子采用一種集成電感的新型無槽結構，由一種新型無槽定子鐵心和背繞式繞組兩部分組成，能夠顯著增加每相繞組的漏感；轉子采用雙層Halbach永磁陣列，可以得到很高的氣隙磁密正弦度。首先重點介紹了集成電感的無槽電機定子的結構，分析了漏感增加的機理。通過解析法得到了附加漏感的計算方法，并分析了附加漏感與定子結構尺寸的關系。其次介紹了雙層Halbach永磁陣列的結構和特點。通過仿真分析，將新型電機與普通無槽電機的特性進行了對比，驗證了增加漏感的優勢。最后，制造了一臺新型高速無槽永磁同步電機的樣機，通過實驗證明了新型電機的有效性。

關鍵詞:集成電感；背繞式繞組；雙層Halbach；無槽；高速電機

0引言

由于轉速高，功率密度大，轉動慣量小，可直接連接負載等優點，高速永磁同步電機(high speed permanent magnet synchronous motor，HS-PMSM)的研究目前已經成為國際電工領域的研究熱點，在分布式發電、飛輪儲能、高速離心壓縮機、電主軸等領域得到了越來越廣泛的應用[1-4]。

在要求低損耗、低振動、低噪聲、高可靠性的場合，可以在HS-PMSM中采用無槽結構，即高速無槽永磁同步電機(high speed slotless permanent magnet synchronous motor，HSS-PMSM)，來消除電機中的齒槽定位力，顯著減小電機的轉矩波動[5]。

由于轉速很高，HS-PMSM的極對數和繞組匝數一般較少，繞組電感值較小，因此定子繞組中會產生很大的電流諧波，不僅影響電機的控制精確度，還會在轉子中產生大量渦流損耗。而HSS-PMSM的繞組放置在氣隙中，導致其氣隙很大，電感值比有槽HS-PMSM更小。因此，如何抑制HS-PMSM中的定子電流諧波，已經成為目前的研究熱點。

最常用的抑制定子電流諧波的方案，是在定子三相繞組上串聯電感，使電機的電感值增大，從而有效地減小定子電流諧波，但會明顯增加系統的體積、重量和成本，并降低系統的可靠性[6-7]。在定子繞組和逆變器之間加入三相LC濾波電路，可以更好的減小電流諧波，但增加了系統的復雜程度，提高了系統的成本[8]。提高PWM開關頻率也可以減小電流諧波，但同時增加了系統的開關損耗，還受到開關器件頻率和系統功率的限制[9]。另外有文獻采用調節直流母線電壓、多電平逆變電路等方法抑制電流諧波，但都會使電路結構變得更加復雜，控制方式變得更加困難[10-11]。

新型結構HSS-PMSM就是針對上述問題而提出了一種。該電機的定子鐵心采用一種新型外側開槽內側無槽形式，定子繞組采用背繞式繞組[12]。該電機利用定子結構特點，在電機內部形成了附加漏感，可以代替電機外部串聯電感，抑制電流諧波。雖然本結構會使電機徑向尺寸和導線總長度有一定增加，以及由于引起的電機成本的少許增加，但節省了外部串聯電感所占用的空間及成本，大大提高了系統的集成度，增加了系統的可靠性。同時，調整定子外側槽型，即可使附加漏感值在很大范圍內變化，從設計角度上具有較高的靈活性。

同時，在轉子中采用了Halbach永磁陣列，可以彌補無槽電機氣隙較大，氣隙磁密偏低的問題。為得到理想的正弦氣隙磁密，目前采用較多的是每極多段永磁體，非平行充磁，異形Halbach等結構，具有結構復雜，充磁和加工難度大等缺點[13-15]。本電機采用雙層Halbach永磁陣列，可以顯著提高氣隙磁密正弦度，減小電機反電勢中的諧波含量，并降低定子中的鐵耗。永磁體為平行充磁，具有結構簡單，加工容易，組裝方便，整體性強等優點，適用于高速電機中。

1新型結構高速電機的組成

新型結構HSS-PMSM由一種集成電感的新型無槽電機定子，以及采用雙層Halbach永磁陣列的轉子組成，其整體結構如圖1所示。

圖1　新型HSS-PMSM的結構Fig.1　Structure of the novel HSS-PMSM

1. 1集成電感結構的無槽電機定子

集成電感結構的無槽電機定子，由外側開槽內側無槽式定子鐵心和背繞式繞組兩部分組成。

定子鐵心內側與正常的無槽鐵心結構相同，是光滑的圓柱面。為在繞組中集成附加漏感，需要在定子鐵心外側開槽，外側槽的數量與槽形尺寸可以根據需要的附加漏感值而調整。電機繞組采用背繞式繞組，又稱環型繞組。樣機為4極24槽，其1/4區域的繞組排布方式如圖2所示。

電機采用4極24槽雙層短距分布式繞組，繞組間由繞組骨架定位，布線方式如圖1和圖2(a)所示。按照背繞式繞組的繞制方法，A相繞組的第一個內槽線圈邊(A1)放置完成后，下一個線圈邊不是經端部跨過一個線圈節距，放置到相鄰極下的對應槽內，而是應從端部沿徑向方向繞進鐵心外側對應的外側槽(A′)內，并從定子另一側端部繞回，繼續放置同一極相組的下一個線圈邊A2，整個繞組呈環形，如圖2(b)的三維模型所示。

圖2　背繞式繞組示意圖Fig.2　Scheme of the back around winding

由于控制器最高頻率的限制，高速電機的極對數通常較少，多采用分布繞組。而極對數越少的分布繞組，端部繞組的軸向長度就越長，占用更多軸向空間。這會導致電機軸向長度的增加，進而導致轉子系統機械強度下降，電機振動與噪聲的增加，可靠性降低等問題。

而從圖2(b)中可以看出，將分布式繞組以背繞式繞組的結構布線時，每個極相組下的繞組環繞定子鐵心內外壁繞制成環形。這種結構既保持了分布繞組的特性，端部繞組長度又與集中繞組端部長度相近，明顯短于普通分布繞組，進而能夠減小電機的軸向總長度，避免上文提到的問題。

同時，無槽電機繞組在鐵心上的固定是工藝上的難題之一。而背繞式繞組呈環形繞制在定子鐵心上，可以依靠外側槽固定，繞組與定子鐵心的整體性非常強，很好的解決了固定問題。

除此之外，普通無槽電機需要冷卻時，由于繞組空間與氣隙磁密成反比，如果把冷卻銅管放置在繞組中間，就會占用整體氣隙空間，導致氣隙磁密降低，因此只能在定子鐵心外側安裝水冷套。電機內部產生的熱量需要從定子鐵心傳導出來，散熱較慢。而在新型定子結構中，可以將冷卻銅管放置在外側槽中，與外側槽中的繞組直接接觸。由于銅的良好導熱性，和背繞型繞組的結構，可以將內側繞組產生的熱量通過繞組端部直接傳遞到外側槽內的繞組中，由水冷管道直接冷卻，大大提高電機的冷卻效率。

1.2雙層Halbach永磁陣列轉子

電機轉子中使用的雙層Halbach永磁陣列，由T1和T2兩種不同形狀的永磁體間隔排列組成，每極下有2段永磁體。兩種永磁體都采用平行充磁，其充磁方向如圖3(a)中箭頭所示。

如圖3(b)所示，在T1型永磁體上層厚度hu與總厚度ht之比Rt確定時，只要改變與上、下層角度θu、θd相關的上層極弧系數αu、下層極弧系數αd的組合，就可以對雙層Halbach陣列的氣隙磁場進行優化[16]。

圖3　雙層Halbach永磁陣列轉子示意圖Fig.3　Scheme of rotor with double layer Halbach array

2電機定子增加漏感的機理分析

為簡化解析過程中的難度，做出以下假設[17]：

1)在二維場內進行分析與求解，不考慮電機的端部效應；

2)鐵心內部磁導率為無窮大。

普通電機的繞組自感一般由推導公式求解

(1)

式中：m為電機相數，N為每相繞組匝數，Kdp1為繞組系數，p為電機極對數，lef為鐵心長度，δef為氣隙長度。

但由于新型HSS-PMSM的定子鐵心在外側開槽，并在槽內放置了繞組，其磁路與普通電機不同，因此需要對其電感進行分析。

從實際角度看，一個極下的內槽線圈邊和外槽線圈邊一起構成一個完整線圈。單獨給一相繞組通電時，在單元電機中，繞組磁鏈的路徑如圖4所示。

記繞組中電流有效值為Ic，穿過整個線圈的磁鏈為ΨCoil，則電機每一相的電感應該由該相所有線圈產生的電感串聯得到

(2)

但從圖4中可以看出，定子內側與外側的磁路完全不對稱，不便于進行計算和物理上的解釋，因此將其做如下變換

ΨCoil=Ψs+Ψσ。

(3)

式中Ψs和Ψσ分別為環繞內側導體與外側導體的磁鏈值。

圖4　背繞式繞組的磁鏈分布Fig.4　Flux linkage of back around winding

由于假設鐵心中μFe=∞，可以認為，定子的內外側線圈邊所產生的磁鏈互不影響。環繞定子內側線圈邊的磁鏈Ψs穿過定子內側空間，與轉子磁場相互作用，實現機電能量轉換；環繞定子外側線圈邊的磁鏈Ψσ只穿過定子外齒之間的氣隙，不與轉子磁場相互作用。因此，可以將式(2)寫為

(4)

式中：Ls為繞組的自感；Lσ為定子外側線圈邊所產生的、串聯在繞組中的附加漏感。

由于每相繞組所有的內外線圈邊是串聯的，如果忽略繞組端部的影響，則理論上可以將任意兩個電流方向相反的線圈邊串聯在一起。因此，在分析電感的過程中，可以如圖5所示，將繞組的各線圈邊串聯順序，由左側圖中背繞式繞組A1～A8的順序，改變為右側圖中，首先按A1～A4的順序將所有內槽繞組放置在定子內側，然后再按A5～A8的順序放置所有外槽繞組，而不影響繞組的特性。

圖5　背繞式繞組拓撲結構的變化Fig.5　Change of topology of back around winding

因此，可以將背繞式繞組看作一套普通電樞繞組和一套繞制在外側槽中、不影響電機主磁路的外部繞組的串聯。在不改變電機主電感的前提下，通過外部繞組增加了繞組的漏感。同時，可以改變定子外側槽的尺寸，對附加漏感值進行設計。

綜上所述，集成電感結構的電機與普通無槽電機相比，在主磁路相同的情況下，可以有效增加繞組的漏感。由于增加了外側槽，集成電感結構的電機的外徑會有一定增大。但多數安裝環境下，對高速電機徑向尺寸的要求比較寬松，而對軸向尺寸的要求比較嚴格。

3外側槽附加漏感分析

與普通電機相比，新型HSS-PMSM一大特點是，可利用外側槽的結構形成漏磁路，在電機中集成附加漏感。下面主要分析外側槽中的附加漏感。

設計了一臺采用雙層Halbach永磁陣列結構的HSS-PMSM，主要參數見表1。

表1　電機主要參數

無槽電機的氣隙較大，且電樞繞組放置在氣隙中，導致其主電感解析計算較為復雜，且非本研究的重點。因此，電機的主電感可以直接采用有限元方法求出，每相繞組自感Ls1=0.152 mH，繞組間互感Ms0=0.069 mH。

3.1附加漏感的計算

從圖4中可以看出，外側槽內導體產生的磁通主要經過外側槽口氣隙、外側齒及定子軛，形成閉合磁路。從本質上看，外側槽的附加漏感與普通電機計算槽漏感的計算方法相似，可以歸結為槽漏磁導的計算。

對于均勻磁路，氣隙磁導

(5)

式中：S為導磁面積，L為磁路長度。

外側槽口的磁密分布如圖6(a)所示，可以看出，氣隙磁通主要通過槽口中正對的兩個面。在槽口內部和外側，漏磁場為同心的半圓形分布，磁密隨半徑增加而迅速減小。對磁場進行解析時，需要對磁路進行簡化，將槽口處的磁場區域可以分割為幾個長度等于鐵心長度lef的磁通管，如圖6(b)所示[18]。

圖6　外側槽口漏磁通的分布Fig.6　Distribution of leakage flux in outer slot

在圖6(b)中，磁通管可分為3類：A1和A1′為圖7(a)所示的扇形磁通管，A2為圖7(b)所示的半月形磁通管，A3為平行磁通管。

對圖7(a)所示的扇形磁通管，其磁導為

(6)

對圖7(b)所示的半月形磁通管，其磁導為

(7)

則圖6(b)中A1區域的磁導可由式(6)得到

(8)

其中，θ=π，r1=b0/2，在假設鐵心磁密為無窮大的前提下，可以忽略相鄰槽口的影響，將A1區域的外徑r2取為1.5倍的定子外齒齒距，即r2=1.5πDso/12。其中，Dso為定子外徑。

圖7　兩類磁通管的參數Fig.7　Parameters of two types of flux tubes

圖6(b)中A1′區域的磁導可由式(6)得到

(9)

圖6(b)中A2區域由相同的兩塊組成，θ1=π，θ2=0，由式(7)得

(10)

圖6(b)中A3區域由式(5)得：

(11)

得到每槽磁導為

(12)

樣機每相繞組的外部槽總數為4，則每相繞組的附加漏感可以由式(12)得到

(13)

式中：Ns為每外槽導體數，Ns=24。

3.2附加漏感與外側槽參數的關系

從以上分析可以看出，繞組匝數和截面積不變時，附加漏感的大小與槽形尺寸參數有直接關系，其中關系最密切的參數就是槽口寬度b0與槽口高度h0。在不同的b0與h0下，應用解析法對外側槽附加漏感進行了計算。同時，為了對解析算法的準確性進行評估，以得到更為準確的外側槽的附加漏感，使用有限元法(finite element method，FEM)對電機進行了仿真分析。

從圖8中可以看出，在相同的h0下，附加漏感Lσ隨b0的增加而減小，與b0呈現倒數關系。在相同的b0下，附加漏感Lσ隨h0的增加而增加，與h0呈現較好的線性關系。同時可以看出，兩種方法得到的附加漏感值非常接近。經分析得到，兩種方法的誤差值在1%以內，可以證明解析法計算附加漏感的精確度完全符合工程上的需要。

圖8　解析得到的附加漏感Fig.8　Added leakage inductance by analysis

通過合理設計外側槽形，可以使定子鐵心處于不飽和狀態，以防鐵心飽和對附加電感產生影響。圖9(a)為電機額定負載狀態時，A相電流為峰值的時刻，定子鐵心中的磁場分布圖。定子外側鐵心中磁密很低，鐵心不飽和。因此，附加漏感不會受到電流變化的影響。選定外側槽口尺寸為h0=5 mm，h0=1.4 mm，改變繞組電流，FEM分析結果表明，附加漏感Lσ基本不變，如圖9(b)所示。

圖9　電流與附加漏感的關系Fig.9　　　　Relationship of current and added　　　leakage inductance

比較附加漏感Lσ與繞組自感Ls1，可以看出，Lσ很容易達到Ls1的10倍以上。如果工程上需要，還可以進一步增大外側槽口高度，減小外側槽口的寬度，得到更大的附加漏感。因此，電機中集成的附加漏感可以代替電機外部串聯的電感，起到抑制定子電流諧波的作用。

4背繞式繞組的端部漏感

準確計算定子繞組端部漏感較為困難。對于常規的端部繞組漏感求解，一般可采用基于畢奧—沙伐定理的解析法，或三維有限元法[19]。

但由于背繞式繞組的端部較短，形狀也較為規則，可以做如下簡化：將每個外側槽內的所有繞組看作一個線圈，則每個極相組內的環形繞組的兩個端部可以等效為一個置于空氣介質中的盤式線圈，如圖10所示。

圖10　端部繞組的尺寸參數Fig.10　Size parameters of end winding

盤式線圈的尺寸由參數a、b和c確定，可以直接計算其電感[20]

(14)

其中P′為與c/2a和c/b有關的參數，可以在文獻[20]中查表得到。

經計算得到，Lσdisc=8.267 μH。樣機極對數為2，每相繞組由4個極相組組成，則每相繞組的端部漏感Lend=4Lσdisc=0.033mH。

5雙層Halbach永磁陣列的特性分析

改變電機轉子中的雙層Halbach永磁陣列的參數，可以優化電機的磁場特性。當Rt=0.3時，分別改變αu和αd，可以得到氣隙磁密基波幅值Brm1和磁場諧波總畸變率THDB隨兩個參數的變化趨勢，如圖11所示[21]。

可以看出，隨著αu和αd的變化，Brm1的變化趨勢比較緩和，而THDB的總體變化趨勢類似馬鞍型曲面。在αu=0.3、αd=0.7附近，Brm1接近整個曲線上的最大值，同時處于曲面上兩個THDB最小的區域之一。因此，選擇在αu=0.3、αd=0.7附近進行永磁體的優化。

經過優化，確定雙層Halbach永磁陣列的尺寸參數為αu=0.31、αd=0.8，優化后的徑向氣隙磁密波形如圖12(a)所示，THDB為0.50%。進一步可以得到一相繞組中的反電勢波形，如圖12(b)所示，反電勢有效值為203.81 V。

圖11　氣隙磁場特性隨永磁陣列參數的變化規律Fig.11　　　　Relationship of characteristics of air-gap　　　 magnetic field and parameters of PM array

圖12　最優氣隙磁密與相反電勢的波形Fig.12　　　　Optimum waveform of air-gap flux density　　　 and phase EMF

作為對比，計算了與樣機具有相同永磁體厚度的單層Halbach永磁陣列轉子的氣隙磁密，并得到了其THDB與徑向充磁永磁體極弧系數α之間的規律，如圖13所示。單層永磁陣列的THDB最小值約為2%，與雙層Halbach永磁陣列αd=0.7時的THDB曲線相比，優化效果明顯不佳。

圖13　兩種Halbach陣列的THDB的對比Fig.13　　　　Comparison of THDBof two type of　　　Halbach array

6仿真與實驗

6.1高速電機系統的仿真分析

在樣機中，選取的外側槽口尺寸為h0=5 mm，b0=1.4 mm，此時附加漏感Lσ=2.028 mH，約為繞組自感Ls1的13倍。為了比較高速電機系統串聯電感前后的變化，設計了一臺內側繞組參數與樣機相同，但沒有外側槽及附加漏感的電機，由于沒有外側齒槽結構，其定子外徑較小，為88 mm。利用SIMULINK仿真軟件對兩臺電機進行了系統仿真。驅動器采用SVPWM調制方式，斬波頻率為8 kHz，兩臺樣機的參數如表2所示。

Ld和Lq可由下式計算得到[22]：

(15)

其中Ls0=Ls1+Lσ+Lend。

表2　兩臺樣機的繞組參數

由于樣機為隱極轉子，Ls2=0，可以得到

Ld=Lq=Ls1+Lσ+Lend+Ms0。

(16)

對兩臺電機的SIMULINK仿真結果如圖14所示。可以看出，具有附加漏感的電機，電流諧波得到了很好的抑制，電流波形具有較高的正弦性，從而使電機的轉矩波動更小。而無附加漏感的電機，電流中諧波很大，轉矩波動也很大。

圖14(c)中，左圖為有附加漏感的電機的轉子，由于電流諧波較小，不銹鋼護套和永磁體中的渦流密度也較小，轉子渦流損耗很小。右圖為無附加漏感電機的轉子，不銹鋼護套中渦流密度很高，永磁體中渦流也有一定增加，總的渦流損耗較大。

綜上所述，雖然新型結構的電機需要更長的導線總長度和更大的定子外徑，但可以減小電機的轉矩波動，使電機運行更加平穩，并減小電流諧波，可以減小損耗，提高效率和可靠性。

圖14　兩臺電機的對比Fig.14　Comparison of two prototypes

6.2實驗驗證

為了進一步驗證新型HSS-PMSM的定子結構，設計并制作了一臺采用該結構的HSS-PMSM的樣機，其定子結構如圖15所示，從圖15(b)、15(c)兩圖中可以清楚看出，背繞式繞組的端部非常短。圖15(d)為采用背繞式繞組的電機定子的整體，從圖中可以看出，極對數為2時，采用背繞式繞組的電機比采用普通分布繞組的電機長度短很多。

將電機的三相繞組順極性串聯，由Ametek可編程交流電源向A相繞組施加給定頻率f的正弦電壓，并使用Yokogawa WT1600功率分析儀測量三相繞組的電壓之和U、繞組電流I、電壓與電流之間的相角φ，即可計算出附加漏感，實驗線路及平臺如圖16所示[23]。

每相繞組的漏感為

(17)

式中f為電流頻率。

通過改變A相繞組的電壓，可以得到不同電流下的Lσ，結果如圖17所示。由于現實中定子鐵心磁導率有限，且附加漏感是不飽和電感，隨著電流變大，Lσ略微增大。分析得到，Lσ的平均測量值為2.026 mH，與解析值2.028 mH相比非常接近。所有測量點的誤差范圍在-1.08%～0.74%之間，也屬于工程上可以接受的范圍。

圖15　外側開槽的高速無槽電機的樣機Fig.15　Prototype of HSS-PMSM with outer slot

圖16　漏感測量實驗Fig.16　Measurement of leakage inductance

圖18(a)為樣機在額定轉速和額定負載下的電流波形，圖18(b)為電流的諧波頻譜圖，并與圖14(a)的波形進行了對比。可以看出，實驗與仿真得到的電流波形相符，正弦度較高，諧波含量較少。

圖17　實驗測得的LσFig.17　Lσobtained by experiment

圖18　實驗得到的繞組電流Fig.18　Current obtained by experiment

圖19為樣機在額定轉速下，完整的加載與卸載的過程。可以看出，在圖18(a)的額定電流下，電機可以輸出額定轉矩，且轉矩和電流曲線都非常平穩，驗證了集成電感定子結構的有效性。

圖19　實驗得到的轉矩和轉速曲線Fig.19　Curve of torque and speed by experiment

7結論

1)提出了一種集成電感的新型高速無槽永磁同步電機，在電機中采用集成附加漏感的新型定子和雙層Halbach永磁轉子，可以有效減小繞組電流諧波，降低轉矩波動，提高氣隙磁密的正弦度，具有高效率、高可靠性等優點。

2)介紹了集成電感的無槽電機定子的結構，分析了利用定子結構增加漏感的機理，使用解析法得到了附加漏感的數學表達式，并分析了附加漏感與定子尺寸參數之間的關系。

3)分析與優化了雙層Halbach永磁陣列轉子的磁場特性，并與單層Halbach陣列進行了對比。

4)對新型高速無槽電機與普通無槽電機進行了對比，分析了新型電機的優點和不足。制造了一臺新型高速無槽電機的樣機，測量得到的電感值與理論值基本相同。將實驗得到的電流波形與仿真電流波形進行對比，驗證了增加漏感的有效性。

參 考 文 獻:

[1]孔曉光，王鳳翔，邢軍強．高速永磁電機的損耗計算與溫度場分析[J]．電工技術學報，2012，27(9)：166-173．

KONG Xiaoguang，WANG Fengxiang，XING Junqiang．Losses calculation and temperature field analysis of high speed permanent magnet machines[J]．Transaction of China Electrotechnical Society，2012，27(9)：166-173．

[2]CHO H W，KO K J，CHOI J Y，et al．Rotor natural frequency in high-speed permanent magnet synchronous motor for turbo- compressor application[J]．IEEE Transactions on Magnetics，2011，47(10)：4258-4261．

[3]紀歷，徐龍祥．高速永磁同步電機無傳感器控制[J]．電機與控制學報，2011，15(9)：24-30．

JI Li，XU Longxiang．Sensorless control of high speed permanent magnet synchronous motor[J]．Electric Machines and Control，2011，15(9)：24-30．

[4]PAULIDES J J H，JEWELL G W，HOWE D．An evaluation of alternative stator lamination materials for a high-speed，1.5 MW，permanent magnet generator[J]．IEEE Transactions on Magnetics，2004，40(4)：2041-2043．

[5]沈建新，陳永校．無槽無刷直流電機及其前期設計[J]．電工電能新技術，1997(1)：45-49．

SHEN Jianxin，CHEN Yongxiao．Slotless BLDC and preliminary design[J]．Advanced Technology Of Electrical Engineering And Energy，1997(1)：45-49．

[6]KOSHIO N，KUBOTA K，MIKI I，et al．Improvement of current waveforms of position sensor-less vector controlled permanent magnet synchronous motor at high frequency region[C]//Electrical Machines and Systems, International Conference on，November 15-18，2009，Tokyo，Japan．2009：1-5．

[7]ZWYSSIG C，ROUND S，KOLAR J．An ultrahigh-speed，low power electrical drive system[J]．IEEE Transactions On Industrial Electronics，2008，55(2)：577-585．

[8]李立毅，譚廣軍，劉家曦，等．抑制高速電機電流諧波的LC濾波電路設計[J]．微電機，2013，46(7)：38-44．

LI Liyi，TAN Guangjun，LIU Jiaxi，et al．Inductance capacitance filter circuit for reducing current harmonics of high-speed motor[J]．Micromotors，2013，46(7)：38-44．

[9]湯平華，廖志輝，李鐵才．方波無刷電動機的倍頻PWM控制方法[J]．電機與控制學報，2009，13(3)：389-397．

TANG Pinghua，LIAO Zhihui，LI Tiecai．Double-frequency PWM control scheme for BLDCM[J]．Electric Machines and Control，2009，13(3)：389-397．

[10]武俊峰．小電感無刷直流電機不同驅動結構下的控制特性及功耗比較[J]．電工技術學報，2012，27(8)：270-275．

WU Junfeng．Comparison of power loss and control characteristic under different drive structure for small inductance BLDC motor[J]．Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27(8)：270-275．

[11]MINSHULL S，BINGHAM C，STONE D，et al．Compensation of nonlinearities in diode-clamped multilevel converters[J]．Industrial Electronics，IEEE Transactions on，2010,57(8)：2651-2658．

[12]張曉晨，李偉力，程樹康，等．定子結構型式對高速永磁發電機電磁性能影響[J]．電機與控制學報，2011，15(3)：91-97．

ZHANG Xiaochen，LI Weili，CHENG Shukang，et al．Influence of stator structure on electromagnetic performance of high speed PM generator[J]．Electric Machines and Control，2011，15(3)：91-97．

[13]SHI T N，QIAO Z W，XIA C L，et al．Modeling，analyzing，and parameter design of the magnetic field of a segmented Halbach cylinder[J]．IEEE Transactions on Magnetics，2012，48(5)：1890-1898．

[14]李延升，竇滿峰，趙冬冬．磁鋼充磁方式對表貼式永磁電機磁場影響分析[J]．電機與控制學報，2011，15(12)：26-31．

LI Yansheng，DOU Manfeng，ZHAO Dongdong．Analytical magneticfield of magnetization manners in surface-mounted PM motor[J]．Electric Machines and Control，2011，15(12)：26-31．

[15]RAHIDEH A，KORAKIANITIS T．Analytical calculation of open-circuit magnetic field distribution of slotless brushless PM machines[J]．Electrical Power and Energy Systems，2013，44：99-114．

[16]朱德明，嚴仰光．離散Halbach永磁電動機氣隙磁通密度特點及其空載電動勢波形優化[J]．電工技術學報，2008，23(11)：22-27．

ZHU Deming，YAN Yangguang．Features of air-gap flux density in segmented Halbach permanent magnet synchronous motor and its no-load EMF waveform optimization[J]．Transactions of China Electrotechnical Society，2008，23(11):22-27．

[17]陳陽生，林友仰．永磁電機氣隙磁密的分析計算[J]．中國電機工程學報，1994，14(5)：17-26．

CHEN Yangsheng，LIN youyang．Calculation of air-gap flux density in permanent magnet machines[J]．Proceedings of the CSEE，1994，14(5)：17-26．

[18]易敬曾．磁場計算與磁路設計[M]．成都：成都電訊工程學院出版社，1987：31-39．

[19]邱洪波，李偉力，張曉晨，等．背繞式定子繞組高速永磁電機三維端部區域電磁場分析與計算[J]．中國電機工程學報，2012，32(24)：80-87．

QIU Hongbo，LI Weili，ZHANG Xiaochen，et al．Calculation and analysis of 3D electromagnetic field for high speed permanent magnet generator end region with back around winding[J]．Proceedings of the CSEE，2012，32(24)：80-87．

[20]FREDERICK W G．Inductance calculations working formulas and tables[M]．New York：Dover Publications，Inc., 1973：105-113．

[21]寇寶泉，曹海川，李偉力，等．新型雙層Halbach永磁陣列的解析分析[J]．電工技術學報，2015，30(10)：68-76．

KOU Baoquan，CAO Haichuan，LI Weili，et al．Analytical analysis of a novel double layer Halbach permanent magnet array[J]．Transactions of China Electrotechnical Society，2015，30(10)：68-76．

[22]湯蘊璆，史乃．電機學[M]．北京：機械工程出版社，1999：290-293．

[23]葉東，李和明，施傳立，等．用簡易方法測定永磁同步電機的漏抗和同步電抗[J]．華北電力學院學報，1993，3：7-14．

YE Dong，LI Heming，SHI Chuanli，et al．Determination of steady state parameters of permanent magnet synchronous machines[J]．Journal of North China Institute of Electric Power，1993，3：7-14．

(編輯：賈志超)

Research on high speed slotless permanent magnet synchronous motor with a novel structure

KOU Bao-quan1，CAO Hai-chuan1，Zhang Xiao-chen2

(1.School of Electrical Engineering and Automation, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, China;2.School of Electrical Engineering, Beijing Jiaotong University, Beijing 100044, China)

Abstract:A high-speed slotless permanent magnet synchronous motor with a novel structure was proposed for problem that inductance in high-speed slotless motor is generally small. A novel slotless structure with integrated inductance which is composed of two parts that a novel slotless core and the back around winding was applied in stator and it could significantly increase leakage inductance of windings. The double layer Halbach array was applied in rotor to reduce the distortion of sinusoidal waveform of air gap flux density.Stator structure with integrated inductor was introduced and mechanism of the increase of the leakage inductance was analyzed. The analytical method of additional leakage inductance was obtained and the relation between additional leakage inductance and the measure of stator structure was analyzed.Structure and characteristics of double layer Halbach array was introduced. The characteristics of this novel motor and normal slotless motor were compared to verify advantage of increased leakage inductance.A prototype is manufactured and the effectivity of this novel motor was proved by experiment.

Keywords:integrated inductance, back around winding, double layer Halbach, slotless, high speed motor

收稿日期:2015-03-16

基金項目：科技部國際合作項目(2013DFR60510)

作者簡介：寇寶泉 (1968—)，男，博士，教授，博士生導師，研究方向為特種電機及其驅動控制技術；

通訊作者:寇寶泉

DOI:10.15938/j.emc.2016.06.010

中圖分類號:TM 335

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)06-0077-10

曹海川 (1983—)，男，博士，研究方向為高速永磁同步電機；

張曉晨 (1982—)，男，博士，研究方向為永磁電機的電磁與溫度場分析。