控制策略與載波比對電機損耗與溫度場的研究

李偉力，　李金陽，　姜少義，　李琳

(1.北京交通大學 電氣工程學院，北京 100044；2.哈爾濱工業大學 電氣工程及自動化學院，黑龍江 哈爾濱 150001)

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控制策略與載波比對電機損耗與溫度場的研究

李偉力1，李金陽2，姜少義1，李琳1

(1.北京交通大學 電氣工程學院，北京 100044；2.哈爾濱工業大學 電氣工程及自動化學院，黑龍江 哈爾濱 150001)

摘要:以一臺2 000 r/min、12.5 kW的永磁伺服電機為研究對象，根據電機實際結構與控制參數建立兩種控制策略的永磁伺服電機二維瞬態有限元場路耦合模型。然后對采用正弦波控制策略的二維瞬態有限元場路耦合模型進行計算，通過與實測結果對比，驗證計算方法的準確性。在此基礎上，詳細研究采用方波控制和正弦波控制時載波比對電機定子鐵耗與轉子護套渦流損耗的影響。最后，根據穩態傳熱理論，建立永磁伺服電機三維全域溫度場有限元模型，分別對采用上述兩種控制方式不同載波比情況下電機的溫度場進行了計算，研究了電機各部件的溫度變化規律。研究內容為永磁伺服電機控制方式及控制參數的選擇提供參考依據。

關鍵詞:永磁伺服電機；控制方式；場路耦合；渦流損耗；溫度場

0引言

永磁伺服電機具有結構簡單、效率高、功率因數高、運行可靠、響應速度快、過載能力強等多方面的優點，廣泛應用于國防和民用領域[1-3]。

目前，對于永磁伺服電機定轉子損耗與電機溫升問題的研究，主要集中在兩方面：①電機本體結構方面，研究電機定轉子不同結構對鐵耗的影響，采用合適的結構，降低電機內損耗。②從電機控制方式入手，通過減少電流諧波，使電機定轉子鐵耗減少，進而降低電機溫度。文獻[4]分析了電機定子槽數、槽口寬度與電機氣隙長度對電機定轉子鐵耗的影響；文獻[5]研究了永磁電機定子電流時間諧波、定子磁動勢空間諧波各自產生的渦流損耗及其在轉子渦流總損耗中的比重；文獻[6]分析了永磁同步電機采用PWM供電和標準正弦波供電對電機轉子渦流損耗的影響。文獻[7]表明當電機采用矢量控制或直接轉矩控制時，其電樞電流諧波含量要比標準正弦波控制時諧波含量高，從而使得轉子渦流損耗增加。

控制器供電時電機鐵心材料的電磁性能發生變化，電機內部磁場變復雜。此時，若仍采用標準正弦供電來研究電機內部電磁場，將帶來誤差，影響電機內部電磁場與鐵心損耗的計算[6]。

本文對諧波電流引起的轉子護套諧波損耗與轉子溫度場進行了計算研究，該研究對永磁伺服電機的設計及選擇控制器提供參考依據。

為了研究控制器控制方式及其載波比對電機定子鐵耗與轉子表面渦流損耗的影響，本文采用了控制電路與電機瞬態有限元模型直接耦合的計算方法，對永磁伺服電機正弦波控制方式與方波控制方式產生的諧波。

1永磁伺服電機場路耦合模型

1.1永磁伺服電機的結構

以一臺轉子帶有護套的永磁伺服電機為例，其額定數據和主要尺寸如表1所示。在滿足機械強度條件的情況下，為了減小轉動慣量、加快電機響應速度及節約材料，電機轉子鐵心采用局部空心結構。轉子鐵心外表面貼永磁體，為了減少永磁體渦流損耗，永磁體在軸向分了三段。永磁體外表面嵌套有不導磁的不銹鋼套筒：一方面用于固定和保護永磁體，防止運行時永磁體脫落；另一方面，導電護套在諧波磁場作用下會產生渦流，而渦流又會抑制氣隙磁密諧波在永磁體上產生的渦流損耗。電機結構如圖1所示。

表1　電機的額定數據和主要尺寸

圖1　伺服永磁電機定子、轉子結構圖Fig.1　Stator and rotor structure of PM servo motor

1.2永磁同步電動機數學模型的建立

由于永磁伺服電機的磁場沿軸向分布比較均勻，因此永磁伺服電機電磁場模型可以簡化為二維電磁場進行計算。為了減小計算量，對電機的電磁場模型進行如下假設[8-12]：

1)忽略電機端部漏磁，采用二維電磁場分析時，磁位只有z軸分量Az；

2)不計材料磁導率隨溫度的變化；

3)忽略位移電流的影響。

在以上假設的基礎上，根據永磁伺服電機的實際結構，建立了如下的數學模型：

(1)

式中:Az為磁矢位;Jz為傳導電流密度；μ為磁導率；σ為電導率；Js為永磁體等效電流密度；t為時間。

1.3方波與正弦波控制電路搭建

為了研究電機內電磁場和轉子表面渦流損耗，基于Simplorer分別搭永磁伺服電機方波控制電路與正弦波控制電路，并與永磁伺服電機瞬態有限元計算模型直接耦合計算。功率變換器系統模型中開關管選用IGBT，續流二極管直接選取二極管模塊Diode，如圖2所示。針對永磁伺服電機的控制都是在對IGBT進行控制的基礎上對電機的不同相進行相應的觸發實現的。設定系統運行時的各個初始值，電路按照給定的開通關斷順序控制各個橋臂，從而實現系統的連續正常運行。其場路耦合計算模型主電路如圖2所示。

圖2　控制電路主電路圖Fig.2　Main circuit diagram of control circuit

1.3.1方波控制電路

如圖3所示，永磁伺服電機方波控制系統主要由電機本體、功率變換器、控制器、位置檢測器等構成。

方波控制采用120°控制(三相六狀態)運行，在這種工作方式下共有六個工作狀態，每個工作狀態下電機兩相導通。對上橋臂IGBT進行PWM調制，下橋臂開關管保持恒通，即PWM調制方式采用H-PWM-L-ON。方波控制電路與電機有限元模型聯合計算系統如圖3。

1.3.2正弦波控制電路

正弦波控制采用基于電壓空間矢量脈寬調制(SVPWM)的控制方式。SVPWM是由三相功率逆變器的六個功率開關元件組成的特定開關模式產生的脈寬調制波，能夠使輸出電流波形盡可能接近理想正弦波形。此外，樣機為表貼式永磁伺服電機，交直軸電感相等，電磁轉矩只與交軸電流有關，因此，只要令直軸電流為0，就可以實現解耦，故采用id=0的矢量控制方式。正弦波控制系統與電機有限元耦合模型如圖4所示。

圖3　方波控制場路耦合計算系統圖Fig.3　　　　Field-circuit coupling calculation system　　　 diagram under Square wave control

圖4　正弦波控制場路耦合計算系統圖Fig.4　　　　Field-circuit coupling calculation system　　　diagram under sine wave control

2實驗結果與計算結果對比

對樣機在額定負載情況下進行實驗，實驗平臺如圖5所示。圖中左下方為控制器，左上方為樣機，右側為作為負載的直流發電機。通過正弦波控制器控制電機運行，通過改變直流機勵磁電流的大小來控制樣機所帶負載的大小，最終確定樣機運行在額定負載、額定轉速狀態。

正弦波控制器控制電機，由于實驗條件的限制，試驗只測得電機額定負載、額定轉速時電流、電壓等數據如表2所示，目前控制電路與有限元模型直接耦合計算得到與實測工況相同，即額定轉速、額定負載時兩種控制方式下電機相電壓與電流計算結果，如表2所示。

實驗時控制器用的是正弦波控制方式，從表2可以看出，正弦波控制計算結果與實測結果相比，相電流誤差為5.3%，線電壓誤差為0.054%。誤差較小，說明計算是可靠的。

圖5　電機的試驗臺Fig.5　Motor test platform

參數轉速/(r/min)電磁轉矩/(N·m)線電壓/V相電流/A正弦波控制器測試值20006036724.2正弦波控制計算結果200060367.225.5方波控制計算結果200060388.128.9

此外，采用方波控制時電樞電流計算值比正弦波控制時電樞電流計算值大了13.3%。對兩種控制下電流的計算波形進行諧波分解，得到方波控制時電樞電流基波有效值為26.8 A，正弦波控制時電樞電流基波有效值為25.3 A。兩種不同控制方式電機電樞電流基波有效值只差1.5 A。可見，方波控制時電機電樞電流大，大部分是因其諧波含量大引起的。方波控制與正弦波控制電樞電流各次諧波幅值如圖6所示。

從圖6(a)可看出，方波控制時電樞電流諧波含量非常大，尤其是2～8次時間諧波。其中，5次電流諧波幅值最大，其幅值為6.72A。其他各次電流諧波幅值都在1A以內。由圖6(b)可知，正弦波控制時電樞電流諧波含量比較小，所有電流諧波幅值都在0.6A以內，5次諧波電流幅值最大，其幅值為0.572A。總體上來看，方波控制比正弦波控制電流諧波含量大很多，尤其是2～8次時間諧波。兩種控制方式都是2～8次電樞電流時間諧波幅值較大，其他次諧波幅值比較小。其中，電流諧波中都是5次諧波幅值最大，且方波控制時5次電流諧波幅值是正弦波控制時5次電流諧波幅值的11.7倍。

圖6　兩種控制方式諧波電流幅值Fig.6　　　　Current harmonic amplitudes of　　　two kinds control modes

3兩種控制方式載波比對電機損耗影響的研究

電機采用兩種不同控制方式，其控制算法也不同，導致三相逆變橋中6個IGBT的開通與關斷及導通時間不同，加在電機定子上的驅動電壓不同，影響電樞電流諧波含量，進而影響電機定轉子損耗。

利用控制電路與有限元模型直接耦合計算這個優勢，研究了兩種控制方式載波比對電機定子鐵耗與轉子渦流損耗的影響。

3.1兩種控制方式下載波比對電機定子鐵耗影響的研究

載波比的大小影響電機電樞電流諧波及其氣隙磁密諧波含量，因此研究載波比對電機定子鐵耗變化很有意義。

為了清晰地看出電機采用兩種控制方式不同載波比對定子鐵耗的影響，圖6、圖7分別給出了載波比為38與68時方波控制與正弦波控制電機定子鐵耗密度分布云圖。

從圖7可知，方波控制時，載波比分別為38時與68時，前者的定子鐵耗密度最大值比較大，這是由于隨著載波比增大，電樞電流諧波整體減少造成的[13]。正弦波控制時，載波比分別為38與68時，前者的定子鐵耗密度最大值比較大，與方波控制情況一樣。

圖7　方波控制定子鐵耗密度分布云圖Fig.7　　　　Stator iron loss distribution under　　　square wave control

圖8　正弦波控制定子鐵耗密度分布云圖Fig.8　　　　Stator iron loss distribution under　　　sine wave control

對比圖7與圖8可以看出：在相同載波比情況下，方波控制時電機定子鐵耗密度整體上比正弦波控制時電機定子鐵耗密度大，因此方波控制時定子鐵耗比正弦波控制時大。對于此樣機，方波控制時定子鐵耗比正弦波控制時定子鐵耗大25 W左右。電機采用相同控制策略時，當載波比不同時，其定子鐵耗變化不大，如圖9所示。

圖9　定子鐵耗柱狀圖Fig.9　Column of stator iron loss

3.2兩種控制方式不同載波比對電機護套渦流損耗影響的研究

電機負載運行時，定子繞組諧波磁動勢及齒諧波磁動勢均會在轉子護套內感應出渦流并產生渦流損耗，該渦流損耗的大小與護套材料的導電特性和透入到護套的高次諧波頻率及其幅值有關，一個周期T內護套渦流損耗為[14]

(2)

式中：Pε為轉子渦流損耗；Jε為單元電密；Δε為剖分單元面積；lt為轉子護套軸向長度；σr為轉子護套電導率。

通過式(2)計算出兩種不同控制方式不同載波比時電機轉子護套上的渦流損耗，計算結果如圖10所示。

圖10　護套渦流損耗變化曲線Fig.10　Eddy current loss curve of sheath

從圖10可以看出，電機采用方波控制與正弦波控制方式時，轉子護套上的渦流損耗都隨載波比增大而減小。載波比從10增大到38時，方波控制時電機護套損耗減少了16.64 W，正弦波控制時電機護套上的損耗減少18.06 W；而載波比從80增大到120時，方波控制時電機護套渦流損耗減少了3 W，正弦波控制時電機護套渦流損耗減少了2.64 W。說明載波比增到一定值，護套渦流損耗減少量變小。載波比為10時，方波控制時電機護套渦流損耗比正弦波控制時電機護套上的渦流損耗大1.69 W；載波比為120時，方波控制時電機護套上的渦流損耗比正弦波控制時電機護套上的渦流損耗大12.41 W；可見在相同載波比情況下正弦波控制比方波控制電機護套渦流損耗小，且隨著載波比增加，兩種控制方式下電機護套渦流損耗差值逐漸增大。

通過以上研究可知，載波比越大，護套上的損耗越小。但是IGBT開關損耗會隨開關頻率變大而增大，使控制器發熱嚴重。因此，使用時要綜合考慮，選取合適的載波頻率。

4永磁伺服電機三維溫度場計算

4.1永磁伺服電機三維溫度模型

由于樣機體積比較小，長徑比也比較小，電機兩端蓋散熱面積大，對電機內部溫度分布影響比較大。因此，為了準確計算電機內溫度分布，需要建立電機三維溫度場有限元模型。對電機進行熱分析時為了簡化計算，做出了幾個假設：

1)材料的導熱系數和對流系數不隨溫度的變化而變化；

2)忽略熱輻射對熱量交換的影響；

3)電機所處的環境溫度不變；

4)電機計算的初始溫度為環境溫度。

在上面的假設條件下，電機三維穩態傳熱方程可表述為[15-16]：

(5)

式中:kx，ky，kz分別為材料x，y，z方向的導熱系數；qv為熱源密度，即各項損耗密度之和；T為求解區域任意位置處的溫度;α為求解域邊界的散熱系數;Tf為周圍環境溫度。

電機繞組端部比較復雜，因此，采用等效的方法來簡化繞組端部的建模。繞組端部采用長度相等的直線段來等效端部繞組的實際排布。溫度計算模型如圖11所示。

4.2熱分析中導熱系數的確定

要精確計算電機內部溫度，除了準確計算電機各部分的損耗外，散熱系數的確定也很重要。

圖11　三維溫度計算模型Fig.11　　　　Three-dimensional temperature model　　　of the motor

4.2.1機殼傳熱系數計算

電機內部熱量，由定子鐵耗、繞組銅耗以及轉子上損耗產生，熱量一部分通過電機定子鐵心與機殼的結合面由機殼向外散出，一部分通過電機端蓋散出。電機機殼與周圍環境之間的對流換熱系數可按式(4)計算[17-18]:

(4)

式中:α0為機殼外表面在靜止空氣中的對流換熱系數，其值近似為14，ν為流動空氣吹拂外表面的速度;k是氣流吹拂效率系數，其值近似為0.5;θ是電機機座外表面的溫度。

4.2.2氣隙傳熱系數計算

計算電機全域溫度場時，需要對氣隙進行特殊處理。轉子的旋轉帶動氣隙中空氣的流動，使得定子與氣隙之間以及轉子與氣隙之間主要以對流方式換熱。為簡化計算，引入有效導熱系數keff(W/(m·K))，用靜止流體的導熱系數來描述氣隙中流動空氣的熱交換能力。假設電機的定子內表面和轉子外表面為光滑的柱面，在假設條件下計算電機氣隙內空氣的雷諾數，當雷諾數小于臨界雷諾數，氣隙中的空氣流動為層流，有效導熱系數keff等于空氣的導熱系數kair；當雷諾數大于臨界雷諾數，氣隙中的空氣流動為紊流，這種狀態下，氣隙的有效導熱系數可用式(6)計算[19-20]。

keff=0.001 9·η-2.908 4·Re0.461 4ln(3.333 61·η)

(5)

式中：η=r0/Ri；r0為轉子外徑；Ri為定子內徑；Re為雷諾數。

4.3兩種控制載波比對電機溫度的影響

控制方式影響著電機各部分的損耗，進而影響電機各部件的溫度。通過上述計算可知，正弦波控制時，電機定子繞組損耗為641.4 W，定子鐵心損耗為121.6 W，護套損耗為5.8 W，方波控制時電機各部分的損耗值如圖9和圖10，將其施加于電機溫度場模型中，對電機三維溫度場方程進行求解，可得到電機各部件的溫度。樣機測試時環境溫度為10℃，因此對電機溫度場求解時初始溫度設為10℃。

4.3.1兩種控制載波比對電機各部件溫度的影響

圖12給出了方波控制與正弦波控制載波比為68時電機機殼、定子、繞組、轉子硅鋼片溫度云圖。

圖12　　　　正弦波控制與方波控制載波比為68時　　　電機各部件溫度云圖Fig.12　　　　Motor parts temperature distribution　　　under sine and square wave control　　　with the carrier ratio being 68

由圖12可知，電機各部件(除繞組)都是中間偏前處(即靠近軸流風扇端)溫度最高，而電機兩端面處溫度低，這是由于電機散熱情況造成的。而繞組端部溫度比中間溫度高，因為此電機為密閉結構，繞組端部靠空氣傳熱，位于定子槽內的繞組通過定子硅鋼片傳熱，且硅鋼片導熱系數比空氣導熱系數大很多，因此出現這樣的情況。電機最外部的機殼靠與周圍空氣進行熱交換，機殼表面又有冷卻風吹過，因此電機溫度最低處在機殼部位。電機定子損耗大，其本身產生的熱量很多，繞組又向其傳導熱量。定子齒部靠近轉子側散熱條件差，溫度比較高；定子靠近機殼測，熱量通過機殼傳導出去，溫度低些，因此造成定子溫差比較大。繞組通過槽絕緣向定子硅鋼片傳導熱量，而且繞組銅耗很大，產生熱量比其他各部件都多，因此繞組是電機內溫度最高的部件。轉子硅鋼片本身產生熱量很少，這部分熱量可以忽略。轉子鐵心的熱量，一部分是定子中的熱量經過氣隙傳導而來，一部分來自與其緊密接觸的護套表面渦流損耗產生的熱量。

兩種控制方式相同載波比時，電機內部各部件的溫度分布規律一樣，但正弦波控制時電機各個部件溫度都比方波控制時溫度低些：正弦波控制時電機機殼最高溫度比方波控制時機殼最高溫度低了14.36℃；定子最高溫度比方波控制時定子最高溫度低17.54℃；定子繞組最高溫度比方波控制時低20.58℃；轉子硅鋼片最高溫度比方波控制時低18.98℃。其他情況電機內部各部分溫度分布規律與上面的圖一致。

4.3.2電機采用兩種不同控制方式載波比對轉子永磁體溫度的影響

永磁電機中永磁體的電磁性能受其溫度的影響，溫度過高時可能會造成永磁體不可逆退磁。因此，永磁電機中永磁體的溫度備受關注。此樣機為8極，永磁體在軸向分了a、b、c三段，如圖13所示。圖14給出了方波控制與正弦波控制不同載波比時電機內永磁體表面相同位置沿軸向(如圖12所示)溫度曲線圖，即從迎風側永磁體中點A沿永磁體表面到背風側永磁體中點B的溫度曲線。

由圖14可以看出，電機采用方波控制方式與正弦波控制方式不同載波比時，永磁體沿軸向溫度分布趨勢一樣，都是溫度在軸中間偏前處(即靠近軸流風扇的部分)最高，在護套端面處溫度最低。方波控制時電機永磁體溫度比正弦波控制時永磁體溫度高:一方面由于方波控制時定子繞組銅耗大，定子熱量通過氣隙傳導到轉子上的多；另一方面，方波控制時電流諧波含量大，轉子護套上的渦流損耗大，造成永磁體上的溫度比正弦波控制時永磁體溫度高。載波比從10變化到38時，方波控制時轉子永磁體表面最高溫度下降了7.82℃，正弦波控制時永磁體最高溫度下降了7.8℃；而載波比從80增到120，方波控制時永磁體最高溫度下降了1℃，正弦波控制時永磁體最高溫度也下降了1℃。可見，兩種控制方式當載波比增大到一定值時，永磁體上溫度變化變小，且方波控制與正弦波控制隨著載波比的變化，永磁體上最高溫度變化情況幾乎一樣。相同載波比時，方波控制永磁體最高溫度與最低溫度之差比正弦波控制時稍大：載波比為10時，方波控制永磁體最高溫度為120.35℃，最低溫度為117.23℃，最高溫度與最低溫度相差3.12℃；正弦波控制時永磁體上最高溫度與最低溫度之差為2.75℃；載波比為120時，方波控制永磁體最高溫度與最低溫度之差為2.65℃；正弦波控制永磁體最高溫度與最低溫度之差為2.06℃。由圖10可知，載波比為10時，方波控制時電機護套渦流損耗比正弦波控制時電機護套上的渦流損耗只大1.69 W，而此時方波控制永磁體上最高溫度比正弦波控制時永磁體最高溫度高了15.84℃，這是由于方波控制時定子銅耗和定子鐵耗都比正弦波控制時大，定子繞組及其定子硅鋼片上的熱量通過氣隙、轉子護套傳導到轉子永磁體上造成的。

圖13　樣機永磁體結構Fig.13　Permanent magnet structure of the prototype

從圖14方波控制、正弦波控制永磁體表面沿軸向溫度曲線圖可以看出，在永磁體表面的1/3與2/3處，溫度出現“跳躍”式變化，這是因為永磁體在軸向分了3段，如圖13所示，受永磁體之間空氣影響造成的。

圖14　兩種控制方式永磁體表面溫度分布曲線Fig.14　　　　Surface temperature distribution　　　curve of permanent magnet under　　　 the two control modes

5結論

1)永磁伺服電機采用正弦波控制方式時電樞電流比方波控制時電樞電流諧波含量小，尤其是2～8次電流時間諧波。對于此樣機，方波控制與正弦波控制電流諧波都是5次諧波最大，且方波控制時電流5次諧波是正弦波控制時的11.7倍。方波控制時電機電樞電流有效值比正弦波控制時電樞電流有效值大，這是由于方波控制時電樞電流諧波含量比正弦波控制電樞電流諧波含量大很多造成的。

2)轉子護套上的渦流損耗隨著載波比增大而減少，當載波比增大到一定值，損耗變化減少。相同載波比時，方波控制時轉子護套上的渦流損耗比正弦波控制時護套渦流損耗大，對于此電機，載波比為10時，方波控制時護套表面渦流損耗比正弦波控制時大了1.69 W，載波比為120時，方波控制時電機護套上的渦流損耗比正弦波控制時電機護套上的渦流損耗大12.41 W。轉子永磁體上的溫度變化情況與護套上的渦流損耗變化規律一樣，即：隨著載波比的增加，永磁體溫度變低；采用相同載波比時，方波控制時永磁體的溫度比正弦波控制時永磁體溫度高。

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(編輯：劉素菊)

Influence of controller with control strategy and carrier ratio for permanent magnet servo motor loss and temperature field

LI Wei-li1,LI Jin-yang2,JIANG Shao-yi1,LI Lin1

(1.School of Electrical Engineering,Beijing Jiaotong University,Beijing 100044,China； 2.School of Electrical Engineering and Automation and Information Engineering,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China)

Abstract:A 2 000 r/min,12.5 kW permanent magnet servo motor was taken as the research object,according to the actual structure and control parameters of the motor,it is established two kinds of control strategy of the permanent magnet servo motor were established for two-dimensional transient finite element field-circuit coupled model.Then using a two-dimensional transient sinusoidal control strategy field circuit coupled finite element model was calculated by comparison with the experimental results and verifying the accuracy of the calculation method.Detailed study of the effects of carrier ratio of stator iron losses and rotor eddy current losses of the sheath with square wave and sine wave control was conducted.Finally,based on steady-state heat transfer theory,a permanent magnet servo motor domain-dimensional finite element model of temperature field was established,respectively with the above two kinds of control model of different carrier ratios,two motor temperature fields were calculated,and the motor of the components were studied temperature variation.The research is to provide a reference for selecting permanent magnet servo motor control scheme and control parameters.

Keywords:permanent magnet servo motors; control scheme; field circuit coupled; eddy current loss; temperature field

收稿日期:2014-12-08

基金項目：國家自然基金青年基金(51407006)

作者簡介:李偉力(1962—)，男，教授，博士生導師，研究方向為大型電機綜合物理場和特種電機理論； 李金陽(1992—)，男，本科生，研究方向為電力電子； 姜少義(1988—)，男，碩士，研究方向為電機控制策略對電機本體的影響；

通訊作者:李琳

DOI:10.15938/j.emc.2016.06.003

中圖分類號:TM 343

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)06-0017-09

李琳(1986—)，女，博士研究生，研究方向為永磁電機及其驅動控制。