基于臨界模式Boost電路與LLC諧振電路的單級交直變換器

管樂詩　王懿杰　王　衛　張相軍　徐殿國

(哈爾濱工業大學電氣工程系　哈爾濱　150001)

基于臨界模式Boost電路與LLC諧振電路的單級交直變換器

管樂詩王懿杰王衛張相軍徐殿國

(哈爾濱工業大學電氣工程系哈爾濱150001)

摘要提出一種基于臨界模式Boost電路與LLC諧振電路的單級交直變換器，由于其通過輸入分壓與LLC諧振電路的兩個開關管各形成一個臨界模式的Boost電路，實現了開關管的集成，降低了系統成本。同時Boost電路工作在臨界模式，實現了功率因數校正作用，開關管的集成并沒有改變LLC半橋諧振電路的軟開關特性，降低了變換器中開關元件的損耗，在一定程度上提高了變換器效率。通過一100 W實驗樣機的實驗驗證可知，系統滿載時功率因數高達0.975，總諧波失真(THD)為21.5%并滿足IEC 63000—3—2的標準，效率為90.8%。

關鍵詞：單級交直變換器臨界模式LLC

0引言

IEEE 519和IEC 61000—3—2等標準對設備輸入側功率因數以及總諧波因數提出了明確的要求，為滿足上述標準，通常在設備前端引入功率因數校正環節[1，2]。通常在中小功率系統中，采用工作在斷續模式或臨界模式的Boost電路來實現功率因數校正，具有在輸入側存在較大電感、可以有效降低輸入電流紋波、開關管不懸浮、驅動簡單等優點[3-8]。同時當Boost電路工作在斷續模式或臨界模式時，其輸入電流與輸入電壓呈正比，為天然的功率因數校正器[9-11]。

傳統的交直變換器通常有兩個功率級，前級為功率因數校正電路，后級為DC-DC變換器。DC-DC變換器通常采用反激變換器、全橋電路或半橋電路，反激電路功率較小且全橋電路必須利用4個開關管，增加了元器件數量和系統成本[12]，所以通常采用不對稱半橋結構[13-17]。LLC半橋諧振電路一次側開關管能夠實現零電壓開通(Zero Voltage Switch，ZVS)，二次側二極管能夠實現零電流關斷(Zero Current Switch，ZCS)，所以能夠降低系統開關器件損耗，提高變換器效率，廣泛應用于后級DC-DC變換器中[18-23]。

傳統的功率因數校正電路雖然具有較高的功率因數，較低的總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)，但其成本較高，可靠性較差，所以許多學者對單功率級交直變換器進行了研究，其中心思想是通過共用功率因數校正電路和后級DC-DC變換器的開關器件，使單級變換器既能實現功率因數校正作用，也能為后級提供穩定輸出[24-27]。目前的單級交直變換器大多工作在硬開關狀態，增加了開關器件的開關損耗，降低了系統的效率。文獻[28]提出一種基于Boost電路與半橋LLC諧振電路的單級交直變換器，Boost電路與LLC諧振電路通過共用開關管的方式被集成到了一起，Boost電路工作在DCM模式實現了功率因數校正作用，LLC諧振電路能夠為后級提供穩定輸出，同時開關管的集成并沒有改變整個電路的軟開關特性，雖然文獻[28]所提變換器具有很高的性能，但并不適合工作在高電壓輸入的場合，如果輸入電壓為交流220 V，其母線電壓將高于622 V，增加了器件的電壓應力。文獻[29]雖然對文獻[28]所提變換器進行了參數優化，其在整個負載變換范圍內的母線電壓變化可控制在較低水平，但仍不適合于工作在高電壓輸入場合。

本文提出一種單級交直變換器，輸入電壓通過兩

電容分壓后與LLC諧振電路兩個開關管形成兩個工作在臨界模式的Boost電路，其母線電壓接近于輸入電壓峰值，降低了系統的電壓應力，適用于高電壓輸入場合，并且沒有改變LLC諧振電路的軟開關特性。同時，兩Boost電路共用一個電感，進一步降低了變換器的體積與成本。

1單級交直變換器工作模態介紹

圖1為所提出的單級交直變換器，Cbus、VD1、Lb、Q1、VDs2組成一個工作于臨界模式的Boost電路，Cbus、VD2、Lb、Q2、VDs1組成另一個工作于臨界模式的Boost電路，兩個Boost電路共用一個電感Lb，可知輸入電壓通過C1與C2分壓后與LLC電路的開關器件Q1和Q2各形成一個臨界模式的Boost電路。DC-DC環節為LLC半橋諧振變換器，其中Lr為諧振電感，合理設計后可利用變壓器的漏感來代替，Lm為變壓器的勵磁電感。

該變換器有6個工作模態，如圖2所示，系統主要器件電流、電壓波形如圖3所示。

圖1　所提單級交直變換器Fig.1　Proposed single-stage AC-DC converter

圖2　所提變換器工作模態Fig.2　Working modes of the proposed AC-DC converter

圖3　關鍵器件電流、電壓波形Fig.3　Voltage and current waveforms of key components

模態1(t0～t1)：t0時刻，Q2柵源級兩端電壓變為0，該開關管關斷，由于具有一定的死區時間，Q1柵源級兩端電壓依舊為0，電感電流iLb通過VDs1以及Cbus續流。同時諧振電流ir續流，開關管Q1寄生電容兩端電壓開始下降，當電壓為零時，開關管體二極管VDs1開通，諧振電流流過VDs1。在二次側，二極管VDr1導通，勵磁電感Lm兩端電壓被固定，不參與諧振，在固定電壓下im線性上升。

模態2(t1～t2)：t1時刻，電感Lb續流結束，iLb=0，此時Q1柵源級兩端電壓已變為驅動電平，Q1實現ZVS開通，C1通過Q1、VD1向Lb充電，iLb線性增加。由于勵磁電感兩端電壓依舊被鉗位，此時im仍然線性上升，ir通過開關管Q1并以正弦形式上升。當ir=im時，一次側不再向二次側傳遞能量，VDr實現ZCS關斷，此模態結束于t2時刻。

模態3(t2～t3)：t2時刻，開關管Q1保持開通，電感Lb仍將繼續被充電。當t3時刻，Q1柵源級兩端電壓變為0，開關管關閉，電感Lb電流達到最大值。同時在此模態內，一次側與二次側無能量傳遞，Lm兩端的電壓可變，Lm參與諧振，導致諧振周期增大，電流上升緩慢，t3時刻模態結束。

模態4(t3～t4)：t3時刻，Q1柵源級兩端電壓變為0，該開關管關斷，由于具有一定的死區時間，Q2柵源級兩端電壓依舊為0，電感電流iLb=0通過VDs2以及Cbus續流。同時ir續流，開關管Q2寄生電容兩端電壓開始下降，當電壓為0時，開關管體二極管VDs2開通，諧振電流流過VDs2。在二次側，二極管VDr2導通，Lm兩端電壓被固定，不參與諧振，在固定電壓下im反向線性增加。

模態5(t4～t5)：t4時刻，電感Lb續流結束，iLb=0，此時Q2柵源級兩端電壓已變為驅動電平，Q2實現ZVS開通，C2通過Q2、VD2向Lb充電，iLb反向線性增加。由于勵磁電感兩端電壓依舊被鉗位，此時Lm仍然反向線性增加，ir流經Q2并以正弦形式下降。當ir=im時，一次側不再向二次側傳遞能量，VDr2實現ZCS關斷，此模態結束于t5時刻。

模態6(t5～t6)：t5時刻，開關管Q2保持開通，電感Lb仍將被充電。當t6時刻，Q2柵源級兩端電壓變為0，開關管關閉，電感Lb電流達到最大值。同時在此模態內，一次側與二次側無能量傳遞，Lm兩端的電壓可變，Lm參與諧振，導致諧振周期增大，電流改變緩慢，t6時刻模態結束。重新一個周期開始。

2單級交直變換器理論分析

所提單級交直變換器由臨界模式Boost電路與半橋LLC諧振電路通過共用開關管得到，具體分析如下。

2.1臨界模式Boost單元

由圖3可知，一個高頻工作內電感電壓與電流波形如圖4所示。圖4中，Vbus為母線電壓，vLb為Lb兩端電壓，vin為輸入電壓，iLb為流過Lb電流，Ipk為電感電流峰值，Ts為高頻工作周期，Tdis為電感電流續流時間。

圖4　電感電壓與電流波形Fig.4　Voltage and current waveforms of Lb

由圖4可求得在一個高頻周期內Boost峰值電感電流為

(1)

由式(1)可求得電感續流時間為

(2)

則電感峰值電流為

(3)

變換器輸入電流iin等于電感電流的一半，則可求得一個周期內的平均輸入電流為

(4)

(5)

進而可求得輸入功率為

(6)

則輸入端的功率因數為

(7)

總諧波失真為

(8)

由式(7)和式(8)可得輸入PF和THD隨α變化的相應曲線如圖5和圖6所示，可知α在很寬的變化范圍內，BCM模式的Boost電路都具有很高的功率因數和較小的THD值。

圖5　PF與α關系Fig.5　Relationship between PF and α

圖6　THD與α關系Fig.6　Relationship between THD and α

2.2LLC半橋諧振變換器單元

此處定義

(9)

(10)

LLC單元等效電路如圖7所示，Lsr為二次側漏感，Vinac為LLC諧振電路等效基波輸入電壓，Veac為LLC諧振電路等效基波輸出電壓，Ieac為LLC諧振電路等效基波輸出電流，β為輸入電壓和輸出電壓之間的相角。

圖7　LLC諧振電路等效電路Fig.7　Equivalent circuit of LLC resonant circuit

運用基波分析法，可求得等效負載輸入阻抗Re為

(11)

由于二次側漏電感很小，所以在分析時可忽略其影響，則可求得電路電壓增益為

(12)

圖8為系統電壓增益曲線。由圖8可知，當其工作在fr頻率上時，系統工作在ZVS和ZCS的臨界點，此時系統具有最高效率。

圖8　LLC電路的電壓增益特性曲線Fig.8　Voltage gain curves of the LLC resonant circuit

將式(12)進行轉換，可得LLC單元的功率函數為

(13)

通過模態分析可知，在t2～t3段內，勵磁電流達到最大值，此時可得其峰值電流為

(14)

當LLC諧振電路工作在諧振頻率fr時，其諧振電流可表示為

(15)

式中，Irms_r為諧振電流有效值；φ為ir與im的相位差，則可得

(16)

諧振電流與勵磁電流之差的積分為轉換到變壓器二次側的能量，即

(17)

由式(15)～式(17)可得一次側的電流有效值為

(18)

同時在t2～t3時間段內，因為Lm參與諧振，此時諧振周期增大，電流ir可近似認為不變，則有

(19)

由式(14)、式(19)可得

(20)

3單級交直變換器設計

由式(6)可得Boost電路電感Lb為

(21)

當LLC電路工作在諧振頻率fr時，變壓器的匝數比可以由式(22)求得。

(22)

諧振電容兩端的電壓滿足

(23)

式中，Tmax為最大工作周期；VCmax為電容兩端最高電壓。由式(23)可求出諧振電容值，此處取Cr=22 nF。而諧振電感Lr最終取值為

(24)

取λ=0.19，則勵磁電感可由式(20)求得，最終取值Lm=600 μH。

此處選用EE3542鐵氧體磁心，其窗口面積Ae=107 mm2，在低壓輸入時，其驅動頻率較低，此時為變壓器最惡劣的工作環境，此時選擇最低工作頻率fsmin=60 kHz，VF為輸出二極管導通壓降。則變壓器最小匝數滿足

(25)

此處最大磁通密度ΔB可選擇區間為0.3～0.4，由此可求得變壓器的最小匝數，此時取np=36。

由式(6)和式(13)可得輸入功率與母線電壓關系曲線如圖9所示，可知輸入功率在60～112 W變換時，其母線電壓小于450 V，此處選用7N60B作為半橋LLC諧振電路的開關器件。所提單級交直變換器系統參數見表1。

圖9　母線電壓與輸入功率關系曲線Fig.9　Relationship between bus voltage and input power

表1　所提交直變換器系統參數

4仿真和實驗分析

采用所設計參數，利用Saber軟件對所提交直變換器進行仿真，仿真結果如圖10所示。圖10a為Q1驅動波形，圖10b為Q1源極漏極兩端電壓以及電流波形，可知開關管工作在零電壓開通狀態。圖10c為二次側二極管電流波形，可知二次側整流二極管工作在ZCS狀態。圖10d為電感電流以及整流橋后輸入電流波形，可知電感工作在臨界模式，且輸入電流為電感電流的1/2，與分析一致。圖10e為LLC諧振電流、勵磁電流波形，為典型的LLC諧振電路波形，可知系統的集成并沒有改變LLC諧振電路的工作特性。

該系統驅動控制電路如圖11所示。輸出電壓通過采樣電路得到一直流信號，此直流信號通過壓控振蕩器(Votage Control Oscillator，VCO)轉換為頻率信號，此頻率信號通過驅動電路驅動半橋開關管。

所提單級交直變換器穩態時輸入電流和輸入電壓波形如圖12所示，可知輸入電流的相位、頻率與輸入電壓相同，實現了PFC功能，此時系統功率因數為0.975，THD為21.5%。圖13為電感電流包絡與輸入電壓波形，可知電感電流正負對稱，與理論分析以及仿真分析相符合。圖14為細化的電感電流波形，可知電感電流工作在臨界模式，可實現PFC功能，與理論分析以及仿真相符。圖15為滿載時變換器輸入電流諧波與IEC 61000—3—2比較圖，可知其滿足IEC 61000—3—2標準。與文獻[24，25]所提出的拓撲相比，本文所提交換器在穩態具有更低的THD值。雖然文獻[28，29]所提出拓撲的THD略低于本文所提交直流變換器，但其只適用于低電壓輸出場合，無法應用在220 V交流輸入場合。

圖10　關鍵器件電壓、電流仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of the voltage and current of the main components

圖11　所提交直變換器控制電路Fig.11　Control circuit of the proposed AC-DC converter

圖12　輸入電壓和輸入電流波形Fig.12　Waveforms of the input voltage and input current

圖13　電感電流包絡與輸入電壓Fig.13　Waveforms of Boost inductor current and input voltage

圖14　電感電流細節Fig.14　Waveform of the Boost inductor current

圖15　滿載時輸出諧波量與IEC61000—3—2對比Fig.15　Comparison between the full load input harmonics and the IEC61000—3—2 standard

圖16　穩態時諧振電流、二次側二極管與輸出電壓波形Fig.16　Waveforms of the resonant current，the secondary diode current and the output voltage

圖17　開關管兩端電壓和電流波形Fig.17　Waveforms the voltage and current for Q1

圖18　系統功率因數、效率、總電流諧波含量的測試結果Fig.18　Test results of system PF，η and THD

圖16為穩態時諧振電流、二次側二極管電流與母線電壓波形，可知母線電壓只略高于峰值輸入電壓，接近360 V，諧振電流基本呈正弦狀態，二次側二極管工作在ZCS狀態，與設計以及分析相符，同時其時序與圖10一致，證明了理論分析的正確性。圖17為Q1開關管漏極源極電壓、電流波形，可知開關管工作在ZVS狀態。由圖16和圖17可知，所提出交直變換器并沒有改變LLC諧振電路的軟開關特性。圖18為系統輸入功率變化時，系統功率因數、效率以及總電流諧波含量的曲線。從圖18中可以看出，當系統輸入功率在60～112 W之間變化時，系統功率因數在0.925～0.975之間變化，系統效率始終高于88%，系統總電流諧波含量在29%～21%之間變化。圖19為系統樣機。

圖19　系統樣機Fig.19　Prototype of the proposed converter

5結論

本文提出一種基于臨界模式Boost電路與半橋LLC諧振電路的單級交直變換器，實現了變換器的軟開關，降低了輸出母線電壓，提高了系統的效率和可靠性。該拓撲將輸入電壓通過電容進行分壓，與LLC電路的兩個開關器件各形成一個工作在臨界模式的Boost電路，其母線電壓只略高于輸入電壓峰值，降低了變換器的電壓及電流應力。同時，兩個Boost電路共用一個電感，進一步降低變換器的體積與成本。經仿真與實驗分析，所提變換器能夠實現功率因數校正作用且沒有改變LLC諧振電路的軟開關特性，且穩態時效率高達90.8%。

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A Single-Stage AC-DC Converter Based on Boundary Conduction Mode Boost Circuit and LLC Resonant Converter

Guan YueshiWang YijieWang WeiZhang XiangjunXu Dianguo

(Deptartment of Electrical EngineeringHarbin Institute of TechnologyHarbin150001China)

AbstractA single-stage AC-DC converter based on the boundary conduction mode(BCM)boost circuit and the LLC resonant circuit is proposed in the paper.The input voltage is divided into two parts,each of which forms a BCM boost circuit by sharing one switch of the LLC resonant circuit.Because of the integration,the proposed AC-DC converter is with less components and low cost.At the same time,the boost circuit works in the BCM mode so that the power factor correction function is realized.The integration of the switches does not affect the soft-switching characteristics of the half bridge LLC resonant circuit,so that the converter switching losses is decreased and the converter efficiency is increased.A 100 W prototype is built to prove the analysis,the power factor(PF)is 0.975,the total harmonic distortion(THD)is 21.5% satisfying the IEC 63000—3—2 standard,and its efficiency is 90.8%.

Keywords：Single-stage，AC-DC converter，boundary conduction mode，LLC

收稿日期2015-10-07改稿日期2016-02-03

作者簡介E-mail：hitguanyueshi@163.com(通信作者) E-mail：wangyijie@hit.edu.cn

中圖分類號：TM46

國家自然科學基金(51407044)和國家自然科學基金重點項目(51237002)資助。

管樂詩男，1990年生，博士研究生，研究方向為單級AC-DC變換器及超高頻功率變換器。

王懿杰男，1982年生，副教授，研究方向為單級 AC-DC變換器、超高頻功率變換器及無線電能傳輸技術。