一種頻率可調低溫漂振蕩器的設計

付 鑫，馮全源

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一種頻率可調低溫漂振蕩器的設計

付 鑫，馮全源

（西南交通大學 微電子研究所，四川 成都 611756）

設計了一種頻率可調，低溫漂、結構簡單的張弛振蕩器。該振蕩器利用基準電壓和負反饋的鉗位作用，通過改變外部電阻的阻值來線性改變振蕩周期。利用電容兩端電壓不能突變的原理，使得每次充放電電容電壓跳變后都遠離反相器的閾值，這樣便忽略閾值對振蕩器的影響，并且省去了常規結構中的遲滯比較器，簡化了電路結構，減小了振蕩器的復位延時。基于0.18 μm BCD(Bipolar-CMOS-DMOS)工藝模型，采用Cadence和Hspice進行仿真。在典型應用下，振蕩器的頻率范圍為500 kHz~2 MHz，溫度在–20~+120℃變化時，振蕩器的頻率隨溫度變化的偏移量在±2.76%以內。

張弛振蕩器；頻率可調；低溫漂；負反饋；充放電電容；反相器閾值

隨著模擬集成電路的發展與進步，片上集成的振蕩器被廣泛應用于各種電子設備中，例如開關電源、醫療設備、微控制器和無線傳感網絡等[1]。在電源管理芯片中，雖然許多振蕩器電路的輸出波形穩定，但是輸出波形的周期要么不能調節要么就是調節范圍較窄且線性度不高，使用起來很受限制[2]，不利于電源管理芯片向高頻率、小型化、低功耗的方向發展[3]。并且性能優良的芯片要求在溫度變化的情況下振蕩器的輸出頻率漂移盡量的少并且能夠輸出穩定規則的周期性信號。

因此針對上述要求，本文在傳統結構上進行改進，優化設計了一款可以應用于開關電源管理芯片，并且頻率調節范圍較廣、溫漂較低、結構簡潔的張弛振蕩器。

1 電路結構與原理分析

1.1 傳統結構的分析

傳統的張弛振蕩器的結構如圖1所示[4]，它是利用兩個遲滯比較器來控制恒流源對電容進行充電和放電，從而控制振蕩器的頻率大小。振蕩器的頻率很大程度上都會受比較器的閾值的影響。并且比較器的閾值和傳輸延時受溫度變化影響嚴重[5]。傳統結構的張弛振蕩器輸出頻率是固定的，對于現今各種復雜應用靈活性不夠高。

圖1 振蕩器傳統架構

針對以上問題，本文設計了一種頻率可調、溫度特性較好、頻率不受比較器閾值影響、結構簡單、操作性強的張弛振蕩器。

1.2 整體電路框架及原理

本文所設計的振蕩器等效結構如圖2所示。振蕩器共分為兩部分。第一部分為方波產生電路，第二部分為電流調節部分。

圖2 本文提出的振蕩器結構框圖

第一部分的工作原理為：振蕩器的輸出信號為CLK，它控制著兩個開關SW1和SW2。當CLK=1時，SW2閉合，SW1斷開；CLK=0時，SW2斷開，SW1閉合。假設CLK=1，電流源1、電容C、MOS管M2和開關SW2構成一條閉合回路。電流源1對電容進行充電，根據電容公式可知A點的電壓線性增加，直到到達反相器的閾值時CLK=0。因為CLK=0，所以M1、SW1、C和2構成一條回路。SW1閉合時電容B端的電位將被提升1，因為電容兩端的電壓不能夠突變，所以A點電位也會同樣地被提高1，使得A點的電位遠離反相器的閾值。此時電源電壓對電容進行恒流充電，大小為2，B點電位將線性增加，直到和電源電壓相等。雖然B點電位不能進一步增加，但是電源電壓依舊對電容進行充電，為了保證電容兩端的壓差是在線性增加，此后A點的電位將線性降低直到低到反相器的閾值，CLK=1。根據前面的介紹可知CLK=1時，B點電位將被拉低2，同樣根據電容兩端的電壓不能夠突變的原理，A點的電位也會跟著降低2。根據此時的通電回路可知，B點的電位將線性降低為零，然后A點的電位會線性增加直到到達反相器閾值，如此便產生振蕩信號。

電路的第二部分是用于調節振蕩器的頻率大小，其工作原理是利用運放的反饋鉗位原理將電阻R3的壓降固定為基準電壓，從而便可以通過調整外接電阻大小來改變電容充放電電流的大小。

1.3 振蕩器具體實現電路

圖3是具體的實現電路，其中M12到M20和R1組成圖2中的右邊部分?；鶞孰妷篟EF2的值為電阻R1上的恒定壓降，通過調節外接電阻R1便可以改變C1的充放電電流的大小。

圖3 振蕩器的具體實現電路

圖2中的第一部分由圖3中M1到M11、C1和X1組成。設CLK_b為最終的時鐘輸出信號并且CLK_a和CLK_b是兩個相反的信號，它們兩者共同決定是電流源M8有效還是電流沉M10有效。當M8有效時，M8、C1、M3和M4構成一條通電回路；當M10有效時，M1、M2、C1和M10構成另一條通電回路并且與之前圖2的分析對應。圖3中的X1為施密特觸發器，用來讓輸出波形邊沿更加陡峭。

圖4給出了振蕩器工作時電容兩端信號的時序波形圖。其中，C_a和C_b為電容兩端的信號，TH為反相器的閾值電壓，CC為供電電壓。

圖4 振蕩器的時序圖

1.4 輸出頻率的計算和溫度系數的分析

振蕩器的輸出頻率可以通過對兩條通電回路的具體情況分析確定。

當圖3中CLK_b為低時電流源M8有效，通電回路由M8、C1、M3和M4構成。電容兩端的信號變化由圖4可知。M4導通，會將C_b的信號拉低2，2的值由M3管的柵極電位C_a決定，（如果C_a太低，流過M3管的電流將不等于電流源M8）。此時M3管工作于飽和區，在T1的時間內C_b信號線性降低到3大小，M3工作于深三極管區域，3接近于零?？傻玫绞剑?）、（2）

當C_b不能再增加，電流源M8繼續對電容進行充電，C_a將在2時間內線性增加到反相器閾值。由此可得到式（3）

當C_a超過閾值以后CLK_a信號變低，通電回路由M1、M2、C1和M10構成。同理M1導通將會把C_b的信號拉高1。3時間端內C_b的電位將線性增加到4。（M1也將工作于深三極管區域），4接近于電源電壓。由此可得到式（4）、（5）

當C_b不能再增加以后，由于電流沉M10繼續對電容進行放電，所以C_a將在4時間內線性降低到反相器閾值。由此可得到式（6）

由于電流源和電流沉大小相等，根據圖3分析可得其值為式（7）所示

最終振蕩器的周期為式（8），它的周期為這四段時間之和，其頻率為周期的倒數，見式（8）。

由式（9）得出振蕩器的頻率不受此結構中反相器的閾值的影響，并且與傳統的結構相比也不需要增加兩個遲滯比較器來增加電路的傳輸延時，這樣提高了電路的溫度特性和實用性。

根據式（7）、（8），振蕩器的周期受溫度影響的大小由R1、C1、CC和REF2決定。其中CC由預穩壓處理后輸出，可以達到很小的溫度系數[6]，REF2的溫度系數很低[7]，R1為外接低溫度系數的電阻。在標準的CMOS（互補金屬氧化物半導體）工藝中金屬氧化物電容的溫度系數相對較小[1]。因此振蕩器具有很好的溫度特性。

2 仿真結果與分析

基于0.18 μm BCD工藝模型，采用Cadence和Hspice進行仿真驗證。

圖5所示為典型條件下，電源電壓為3 V時，電容兩端的波形和電容上的壓降的仿真結果。從仿真結果可得電容兩端的波形和電容上的壓降與圖2給出的分析是一致的，這說明之前的分析是合理和正確的。

圖6是在不同的電阻下輸出頻率隨溫度的變化情況。由圖6的仿真結果得出以下兩個結論：

圖5 電容兩端波形的仿真結果

圖6 各電阻值下振蕩頻率隨溫度變化

1) 在不同的電阻下，振蕩器的周期是隨電阻線性變化的；

2) 固定電阻條件下振蕩器頻率隨溫度變化很小。

表1列出了CC=3 V，1=420 kΩ時，振蕩器頻率隨溫度變化的仿真結果。由表1可得振蕩器的周期為982 μs，振蕩器輸出頻率為1.018 MHz，溫度在–20~+120℃變化時，振蕩器的周期的變化范圍為956~988 μs，偏移在±2.34%以內。

表1 外接電阻1=420 kΩ時的仿真結果

Tab.1 The simulating result of R1=420 kHz

表2給出了輸出頻率隨溫度變化同其他文獻的對比情況。可知本文的溫漂都優于文獻[4]和[9]。

表2 輸出頻率隨溫度變化對比

Tab.2 The comparison of output frequency varies with temperature

3 結論

基于0.18 μm BCD工藝模型，設計了一款頻率可調、溫漂較低、結構簡單的CMOS張弛振蕩器。可以通過調節外接電阻，線性改變振蕩器的周期，使之在0.5~2 μs變化。在允許的可調頻率范圍內，溫度在–20~+120℃變化時振蕩器的偏移量在±2.76%以內，因此溫漂較低。本設計的振蕩器原理清晰、結構簡潔明了，在工程上有很強的實用性。

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[2] 朱章華, 來新泉, 張艷維. 一種寬調節范圍高線性度壓控振蕩器的設計[J]. 電子器件, 2007, 30(6): 2073-2076.

[3] 范建功, 馮全源. 一種適用于BUCK型DC-DC芯片振蕩器電路設計[J]. 電子元件與材料, 2015, 34(11): 81-84.

[4] 茍靜, 馮全源. 高精度振蕩器及峰值固定斜坡補償電路設計[J]. 微電子學, 2014, 44(1): 69-73.

[5] 柯志強, 張濤. 一種高精度張弛振蕩器的設計[J]. 電子器件, 2014(3): 412-415.

[6] 潘蘆葦, 周莉, 孫濤, 等. 一種用于LED驅動控制SOC的線性穩壓源[J]. 電子器件, 2014(3): 416-421.

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（編輯：陳渝生）

Design of oscillator with adjustable frequency and low temperature drift

FU Xin, FENG Quanyuan

(Institute of Microelectronics, Southwest Jiaotong University, Chengdu 610031, China)

An output frequency adjustable, temperature drift low，structure simple relaxation oscillator was designed. Using clamp effect of the reference voltage and negative feedback, the period of oscillation of the oscillator was linearly changed by altering the resistance value of the external resistor. Based on the principle that the voltage on both ends of the capacitor can not mutate, the hopping capacitor voltage after each charge and discharge were far away from the threshold point of the inverter and eliminated the hysteresis comparator in conventional structure which could simplify the circuit structure and reduce the oscillator reset delay. Based on 0.18 μm BCD process mode, in typical applications, simulation by Cadence and Hspice shows that the range of oscillation output frequency is 500 kHz－2 MHz, and the offset of oscillator frequency with temperature variation is within ±2.76% when the temperature ranges in –20－+120 ℃.

relaxation oscillator; frequencyadjustable; low temperature drift; negative feedback; capacitance of charge and discharge; threshold point of inverter

10.14106/j.cnki.1001-2028.2016.07.016

TN432

A

1001-2028（2016）07-0068-04

2016-05-12

馮全源

國家自然科學基金重點項目資助（No. 61531016）；國家自然科學基金面上項目資助（No. 61271090)；四川省科技支撐計劃項目資助（No. 2015GZ0103；No. 2016GZ0059)

馮全源（1963－），男，江西景德鎮人，博士，研究方向為集成電路設計，E-mail: fengquanyuan@163.com；

付鑫（1990－），男，四川成都人，研究生，研究方向為模擬集成電路設計，E-mail: 741804475@qq.com。

2016-07-01 10:50:47

http://www.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20160701.1050.015.html