低功耗微型磁通門的制備與分析*

呂　輝，李隨源(1.河南理工大學電氣工程與自動化學院，河南焦作454000；2.西北工業大學電子信息學院，西安710129；.焦作師范高等專科學校理工學院，河南焦作454000）

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低功耗微型磁通門的制備與分析*

呂輝1，2*，李隨源3
(1.河南理工大學電氣工程與自動化學院，河南焦作454000；2.西北工業大學電子信息學院，西安710129；3.焦作師范高等專科學校理工學院，河南焦作454000）

摘要：針對微型磁通門傳感器降低功耗的要求，利用標準MEMS工藝制備了具有多孔結構鐵芯的微型磁通門傳感器。經過對器件的測試與分析，這一結構的鐵芯能夠降低器件功耗，提高傳感器的整體性能。通過比較不同多孔鐵芯對磁通門最佳激勵電流的影響，綜合考慮器件性能和制備工藝的要求，確定了最佳的設計參數。關鍵詞：多孔鐵芯；微型磁通門；MEMS；低功耗

磁通門傳感器是一種具有良好綜合性能的弱磁場測量器件［1］，在航空航天、地球物理、生物磁場檢測等領域有著廣泛應用。得益于近年來MEMS （Micro Electro-Mechanical Systems）技術的提高，微型磁通門因其尺寸小，易于集成的優點逐漸受到關注。微型磁通門雖然縮減了器件的尺寸，但由于其必須工作在飽和激勵下，因此整體功耗并沒有因尺寸減小而得到明顯降低，相反由于散熱面積變小，導致工作過程中所釋放熱量更為集中，從而帶來嚴重的散熱問題，影響了片上系統的熱穩定性。因此微型磁通門目前急需解決的問題是降低功耗［2-5］。

目前的降低功耗的方法大多是借助外部電路實現，存在很多問題。比如脈沖激勵技術［6］，保持激勵電流峰值的同時，減小其脈沖寬度，從而降低激勵電流的有效值，這一方法雖然有效，但會降低器件的靈敏度并使噪聲增大，同時也影響了整個系統的電磁兼容性。激勵調諧的方法可降低功耗而不增大剩磁誤差［7，8］，但是整個調諧過程非常困難，不易采用。RTD（Residence Times Difference）磁通門，可以降低功耗，但會增大剩磁誤差，且僅限在低頻范圍應用［9，10］。本文從優化微型磁通門的鐵芯結構入手，尋求更為有效的降低功耗的方法，通過對低功耗微型磁通門進行制備與分析，比較不同多孔鐵芯對磁通門最佳激勵電流的影響，綜合考慮器件參數和制備工藝的要求，確定最佳的設計參數，以提高微型磁通門的整體性能。

1　理論分析

閉合磁路微型磁通門當施加正弦激勵電流ie= Imsin（ωt）時，鐵芯內部產生磁場強度為Hmsin（ωt）的磁場，若被測磁場為Hx，則磁通門的輸出電壓u為：

式中，N2為感應線圈匝數；μ為鐵芯的磁導率；S為鐵芯的橫截面積；α3=π-α2，α4=π-α1，α5=π+α1，α6=π+α2，α7= 2π-α2，α8=2π-α1。

將式（1）展開成傅里葉級數并化簡可得微型磁通門輸出的二次諧波幅值U2m為：

式中，HS為鐵芯材料的飽和磁場強度。使微型磁通門獲得最大靈敏度的激勵磁場，其幅值稱為最佳激勵磁場，定義微型磁通門輸出二次諧波的靈敏度G2為，當Hx=0時，U2m對Hx的導數：

由微型磁通門的工作原理可知，Hm≥HS。當Hm取最小值HS或者趨于無窮時，G2為0。令G2對Hm的導數為零，可得最佳激勵磁場幅值為：

此時G2對應的極大值即為最大靈敏度：

使鐵芯內部產生最佳激勵磁場的激勵電流稱為磁通門的最佳激勵電流。設鐵芯的截面積為常數，激勵線圈的匝數為N1，激勵電流為ie=Imsin（ωt），考慮鐵芯的退磁效應，受退磁場影響后鐵芯內部實際磁場強度幅值為：

式中：μr為相對磁導率；D為退磁系數；l為線圈長度；N1為激勵線圈的匝數；Hem為不考慮鐵損時，激勵電流產生的磁場強度幅值。由式（2）~式（18）可得：

最佳激勵電流分為兩部分，第1部分電流用來產生所需的最佳激勵磁場，第2部分電流用來克服退磁效應。要減小最佳激勵電流的目的，應當從降低第2部分電流值著手［11］。

分析式中的各影響因素發現，減小μr雖然能夠降低最佳激勵電流，但是同時會造成靈敏度的降低，故而不宜采用；Hs主要由材料性質決定；（l/N1）D則主要由磁通門的結構決定。

根據以上分析，磁通門的改進可以從材料性能提升和結構優化兩方面入手，達到降低功耗、提升性能的目的。本文著重通過優化結構設計，來減小最佳激勵電流，達到降低功耗的目的。經有限元分析，采用多孔結構鐵芯能夠提高感應線圈對應鐵芯部分的細長比，明顯減小退磁系數D，同時有利于增加激勵線圈對應鐵芯部分的有效橫截面積，從而實現磁通門的功耗降低［12］。為驗證這一優化結構，可通過加工制備實際MEMS器件并加以測試。

2　微型磁通門的制備

優化鐵芯結構是提高磁通門性能的有效方法，具有多孔結構鐵芯的微型磁通門的MEMS工藝制備流程可分為以下步驟，如圖1所示。

圖1　工藝流程

準備階段1~3：①選擇500 μm厚度的4寸硅片作為基底，硅片表面有300 nm厚的SiO2層絕緣層。②采用剝離工藝濺射制備50 nm厚度的Ti過渡層。③通過磁控濺射工藝沉積150 nm厚度的電鍍Cu種子層（圖1（a））。

制作底層線圈4~6：④光刻套刻工藝，光刻膠（AZ4620）厚度約為5 μm；電鍍Cu工藝制備得到底層線圈，厚度4 μm（圖1（b））。⑤光刻套刻工藝，光刻膠（AZ4620）厚度約為5 μm；采用電鍍工藝制備4 μm厚度上下層連接銅柱（圖1（c））。⑥濕法刻蝕電鍍Cu種子層。

鐵芯制作7~9：⑦在底層線圈上旋涂聚酰亞胺作為絕緣層和保護層，然后升溫固化。⑧對聚酰亞胺表面進行氮離子轟擊處理，增加粘附性，然后濺射100 nm厚Cu種子層。⑨光刻套刻工藝，電鍍NiFe得到鐵芯，厚度為1 μm（圖1（d））。

制作上層線圈10~13：⑩旋涂聚酰亞胺絕緣/保護層；升溫固化后，采用RIE刻蝕工藝，將連接銅柱上的聚酰亞胺層除去。êIS對聚酰亞胺表面進行氮離子轟擊處理，增加粘附性。濺射Cu種子層，厚度為150 nm。êIT光刻套刻后，電鍍Cu得到高出鐵芯平面的上下層連接銅柱（圖1（e））。êIU光刻套刻后，電鍍Cu得到上層線圈，厚度為4 μm（圖1（f））。

制作焊盤及劃片槽14~15：êIV光刻套刻后，電鍍Cu制備焊盤，厚度為4 μm（圖1（g））。êIW旋涂聚酰亞胺絕緣/保護層；濕法刻蝕掉焊盤和劃片槽上的聚酰亞胺；然后升溫固化（圖1（h））。

后期處理16~18：êIX測試。êIY劃片。êIZ封裝。

圖2　微型磁通門部分結構的照片

微型磁通門部分結構如圖2所示，多孔鐵芯的孔形狀為六邊形，呈陣列式排布。不同尺寸的孔會對功耗產生不同的影響［13］，為了找到合適的孔徑參數，制備過程完成了幾種不同孔徑的多孔鐵芯微型磁通門以便對比。多孔鐵芯的結構示意如圖3所示，多孔鐵芯寬度W1與同一行的各孔孔壁之和SW2i的比值為鐵芯的縮小比，即縮小比=W1/SW2i。

圖3　多孔鐵芯結構示意圖

制備得到的4種不同的多孔鐵芯，其顯微照片如圖4所示。4種結構中的最大寬度W1均為1 200 μm，最小寬度SW2i依次為400 μm、300 μm、240 μm、200 μm，因此4種結構的縮小比依次為3∶1，4∶1，5∶1，6∶1。

圖4　不同縮小比的多孔鐵芯

3　測試與分析

測試系統原理框圖如圖5所示。任意信號發生器和功率放大器級聯產生激勵信號用于激勵磁通門。為了測量激勵電流，在激勵電路上串聯一個電流表。被測外部磁場由直流電源激勵螺線管產生，為了標定被測磁場的大小，可在螺線管前串聯電流表測試螺線管電流。線圈放置應遠離鐵磁物質，以防止干擾。測試前用磁強計對螺線管內磁場進行零位校準。微型磁通門的感應線圈兩端接示波器，分析輸出的電壓信號。

圖5　測試系統原理框圖

使磁通門的鐵芯內部產生最佳激勵磁場的激勵電流稱為最佳激勵電流。最佳激勵電流越小，意味著磁通門的功耗越小。因此可以通過最佳激勵電流這一指標衡量幾種多孔結構磁通門的功耗高低。

多孔結構鐵芯的縮小比不同，會對最佳激勵電流產生不同的影響，為此在相同的外磁場下，對幾種不同的多孔鐵芯磁通門進行了測試與比較。圖6給出了在被測外磁場為50 μT，采用300 kHz固定激勵的情況下，四種微型磁通門的輸出電壓二次諧波幅值隨激勵電流的變化。如圖6所示，輸出電壓的二次諧波幅值隨著激勵電流的增大而呈現先增大后飽和的趨勢，曲線趨于飽和處的拐點所對應的激勵電流即為最佳激勵電流。由曲線變化可以看出，隨著鐵芯縮小比從3∶1到5∶1的增大，最佳激勵電流呈現明顯的下降趨勢，由115 mA降至80 mA，這說明縮小比越大，相應的最佳激勵電流越小。當縮小比達到5∶1之后，感應線圈對應鐵芯部分的細長比對退磁系數D的影響已經非常大，繼續增大多孔鐵芯的縮小比到6∶1，退磁系數進一步降低的空間已十分有限，但是同時漏磁卻會明顯增大，并不利于減小激勵電流，兩者綜合作用，使降低縮小比對減小最佳激勵電流的影響開始明顯減弱。6∶1對應的最佳激勵電流僅降至75 mA，反而因此時的孔徑過大，出現孔壁斷開等瑕疵增多的現象。因此，多孔結構鐵芯的縮小比選取5∶1比較合適，這一參數能在充分減小最佳激勵電流的同時，保證MEMS工藝的良品率。

圖6　不同鐵芯的最佳激勵電流對比

4　結論

采用多孔結構對鐵芯進行了優化設計，并通過MEMS工藝制備了多孔鐵芯微型磁通門傳感器。經過測試分析，驗證了多孔結構鐵芯能夠有效降低器件功耗，提升傳感器的整體性能。由測試結果可知，提高鐵芯的縮小比有利于降低最佳激勵電流從而減小功耗。在綜合考慮器件性能和MEMS加工工藝的前提下，選取5∶1的縮小比作為多孔鐵芯的設計參數，能夠在保證良品率的同時，充分降低功耗，在兩者之間取得平衡。

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呂輝（1977-），男，山東菏澤人，副教授，博士。專業方向為微電子與固體電子學，現在主要從事微型傳感器研究，lvhui700@sohu.com；

李隨源（1963-），男，河南焦作人，副教授，專業方向為智能傳感器技術及其應用，現主要從事微型傳感器研究，8284199@qq.com。

Magnetic Field Computation of Fluxgat Core Eddy Currents Using HSPICE*

CUI Zhijun1，2，LIU Shibin1*，LI Juping1
（1.College of Electronics and Information Northwestern Polytechnical University，Xi’an 710129，China；2.Department of Electronics and Information Engineering，Ankang University，Ankang Shannxi 725000，China）

Abstract：With an alternating magnetic field，aiming at solving the problem of the influence of eddy currents on magnetic hysteresis loop in traditional analysis，a method for computating magnetic core eddy currents and simluat?ing fluxgate sensor using HSPICE is presented. Jiles dynamic model is chosen as the mathematical model for the magnetic core，the mathematical model of eddy currents on magnetic hysteresis loop is achieved to stack the stray magnetic field and excitation magnetic field into Jiles dynamic model. The simulation and verification results based on the HSPICE show that a satisfactory agreement is obtained between both types of results for frequencies of 0.5 Hz，50 Hz，200 Hz and 500 Hz.

Key words：Jiles dynamic model；hysteresis loop；eddy currents；HSPICE

doi：EEACC：723010.3969/j.issn.1004-1699.2016.01.005

收稿日期：2015-08-10修改日期：2015-10-02

中圖分類號：TP212

文獻標識碼：A

文章編號：1004-1699（2016）01-0021-05

項目來源：高等學校博士學科點專項科研基金項目（20126102110031）