基于DSP的高輕載效率數字DC/DC變換器*

史永勝，余 彬，王喜鋒，許夢蕓，張青風，王文靜

(陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安710021)

SHI Yongsheng* ，YU Bin，WANGXifeng，XU Mengyun，ZHANGQingfeng，WANGWenjing

(College of Electric and Information Engineering，Shanxi University of Scienceand Technology，Xi’an 710021，China)

服務器作為數據處理的終端設備，需要有更高的可靠性和穩定性，因此為其供電的電源往往有多個，各個電源也經常處于輕載狀態。這就要求服務器電源在重載和輕載狀態下都應具有高可靠性和高效率，傳統的模擬電源在滿載時能高效工作，而在輕載時效率往往較低，很難保證最佳工作狀態。傳統的模擬方案為提高輕載效率，需要大規模改善或增加控制電路，增加了控制電路的復雜性，降低了電源的可靠性和穩定性［1－2］。文獻［3－4］在全橋變換器中引入了并聯型無源輔助電路，能減小占空比丟失和環流損耗，從而提高輕載效率，但是無源輔助電路的引入不僅使變換器的可靠性降低，也使其導通損耗增大，限制了變換器效率的進一步提升。文獻［5］中引入輔助電路并通過檢測負載電流來計算計算輔助開關管導通時間，能將輔助網絡的導通損耗降到較低水平，但是輔助開關管的控制電路設計復雜，很難實現。近年來，數字電源集成度已達到很高水平，系統的復雜性并不隨功能的增加而增加，外圍器件很少。同時，數字電源還具有高靈活性、在線可編程能力以及更易于實現的非線性控制能力［6］。近年來數字IC的價格在穩步降低，采用數字控制方式設計的電源相比模擬電源具有更大優勢［7］。

本文深入分析了該變換器的工作原理，重點研究了Burst模式及極輕載模式下如何提高輕載效率的問題，最后，利用TI高性能DSP芯片TMS320F28335設計一臺400 V輸入、12 V/50 A輸出的高輕載效率數字DC/DC變換器，驗證了理論分析的正確性。

1 工作原理

圖1是本文所設計的基于TMS320F28335的高輕載效率的數字DC/DC變換器的硬件結構圖。Q1、Q2、Q3、Q4是 4 個主功率開關管，SR1、SR2 為同步整流管，Ls為變壓器漏感，T1是主變壓器，L1、L2為同步整流電感，C1～C6分別為Q1～Q4以及SR1、SR2的寄生電容，D1～D6分別為Q1～Q4以及SR1、SR2的寄生二極管。

圖1 數字DC/DC變換器硬件結構圖

變換器工作時，Ls與主功率開關管Q1～Q4的相應寄生電容形成諧振回路，為Q1～Q4的開通和關斷營造ZVS環境，從而減少主功率開關管的開關損耗和通態損耗，提高變換器的轉換效率。通過控制全橋電路中對角開關管的重疊量(Q1和Q4、Q2和Q3的互通時間)，來控制能量的傳輸，從而調節輸出。具體的，當負載處于重載狀態(20% ～100%的額定負載)時，從圖2可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重疊導通的時間較長，因此通過變壓器T1可以向次級傳輸更多的能量;當負載處于輕載狀態(5% ～20%的額定負載)時，從圖3可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重疊導通的時間較短，因此通過變壓器T1向次級傳輸的能量變少;當負載處于極輕載狀態(0～5%的額定負載)時，從圖4可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重疊導通的時間極短，因此通過變壓器T1向次級傳輸的能量變的極少［8］。

圖2 重載情況下開關管的驅動信號以及變壓器T1初級側電壓的波形圖

圖3 輕載情況下開關管的驅動信號以及變壓器T1初級側電壓的波形圖

圖4 極輕載情況下開關管的驅動信號以及變壓器T1初級側電壓的波形圖

圖5 Burst模式控制波形圖

本文重點研究移相全橋DC/DC變換器中輕載效率問題，在原有移相全橋的基礎上加入輕載和極輕載兩種模式，從而提高變換器的輕載效率。輕載時采用Burst模式控制，圖5是Burst模式的工作原理圖，其中Pro．是指主程序進入Burst模式;D是指全橋拓撲中對角開關管都導通時的占空比信號;PWM是指開關管的柵極驅動信號;Io是輸出電流;Vout是輸出電壓，Vf作為Vout的參考。當檢測到輸出電流在額定電流的5% ～20%之間時，主程序進入Burst模式，此時占空比信號D處于D-on-limit和D-off-limit之間。在Burst模式下，當占空比上升到D-on-limit時，驅動主功率開關管以及同步整流管，當占空比下降到D-off-limit時，關閉主功率開關管以及同步整流管，輸出電壓依靠輸出電容來維持，直到占空比再次上升到D-on-limit時，才再次驅動主功率開關管以及同步整流管，因此能較大的減少開關管的開關損耗和通態損耗，同時同步整流電感L1、L2以及變壓器T1的磁芯損耗也大大降低［9］。另外，在Burst模式中，當檢測到負載電流突然上升時，CUP會產生較大的占空比鉗位信號，并保持一定時間，即t0～t1時間段，從而使得輸入側向輸出側傳遞較大的能量，當檢測到負載電流一直處于滿載或中載狀態時，Burst模式結束，CUP產生正常的PWM驅動信號如圖2所示。極輕載時，也即輸出電流在額定電流的0～5%之間時，僅驅動主功率開關管，同步整流管處于關閉狀態，整流過程由同步整流管的寄生二極管來完成，因此能大大的減少同步整流管的開關損耗和同步整流電感L1、L2以及變壓器T1的磁芯損耗［10－11］。

2 系統設計

2．1 硬件設計

系統硬件結構如圖1所示。通過采樣電路以及AD轉換器將三路信號(變壓器初級側電流Ip、輸出電流Io以及輸出電壓Uo、)采樣并送入DSP28335，其中DSP內部的INA1、INA3、INA5端口分別對Ip、Uo和Io采樣。系統采用電壓電流雙閉環控制，輸出移相 PWM驅動信號。DSP內部的 ePWM1A、ePWM1B、ePWM2A、ePWM2B端口輸出死區固定、占空比大小固定的驅動信號，并實時改變移相角的大小，通過驅動電路來驅動主功率開關管Q1、Q3、Q2、Q4以穩定輸出。同時，根據負載的情況，DSP內部的ePWM3A、ePWM4A端口輸出相應的驅動信號，通過驅動電路來驅動同步整流管SR1和SR2。

本文所設計的變換器的系統參數如下:額定輸出功率600W，輸出電壓12 V，輸出電流50 A，開關頻率200 kHz，變壓器變比13∶1，整流電感 L1=L2=2 H，輸入電容Cin=330 F，Co=6．6 mF。主功率開關管采用STP12NM50(550 V，12 A)，同 步 整 流 管 采 用FDP0323N08(75 V，120 A)，驅 動 芯 片 采用UCC27424DGN。

2．2 電壓電流雙閉環控制電路設計

為了提高系統的動態響應特性，本文設計的數字DC/DC變化器采用峰值電流模式控制，峰值電流模式控制是雙環控制，其中電壓環作為外環，電流環作為內環［12－13］，系統框圖如圖6所示。輸出電壓采樣值Uout與電壓基準值Uref比較生成誤差電壓信號Uerr，經過調節器Gv形成電壓外環控制;電壓外環輸出作為電流內環基準值Iref，變壓器初級側電流Ip與該基準值相比較，經過調節器Gc形成電流內環，電流內環的輸出即為有效占空比信號，根據有效占空比信號并由軟件產生具有相移控制的各路PWM信號。

圖6 雙閉環峰值電流控制結構框圖

本文設計的電壓環和電流環控制都采用經典的PID控制，由于在數字控制系統中，使用的是數字PID控制器，需要對控制量進行離散化處理。常用的數字PID控制算法通常分為位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。考慮到位置式PID控制算法與整個過去狀態有關，計算式中要用到過去偏差的累加值，容易產生較大的累積計算誤差［14－15］，因此本設計采用增量PID控制算法，其原理如下:對位置式PID控制算法取增量，即數字控制器輸出的是相鄰兩次采樣時刻所計算的位置值之差:

其中 A=Kp+Ki+Kd，B= － (Kp+2Kd)，C=Dd。

由上式可以看出它只需保持3個采樣時刻的偏差值，有效減小了系統累積誤差。系統軟件通過對此增量進行控制，從而產生相應的占空比信號，完成對變換器的控制。

2．3 軟件設計

本系統的軟件部分主要由主程序、PID調節子程序、故障保護子程序和中斷服務程序組成。

主程序流程圖如圖7所示，主要任務是完成系統的初始化工作，然后進入一個循環，對開關機進行判斷、一般性故障處理以及等待中斷發生［16］。初始化包括對常量、變量的初始化;EPWM模塊初始化;定時器、比較器的初始化;AD模塊初始化以及I/O口的初始化。初始化完成后，開啟定時器1并等待中斷。當定時器1的計數值和比較寄存器CMPR1的值相等時，輸出PWM置位;同時啟用AD中斷，完成對變壓器初級側電流Ip、輸出電流Io以及輸出電壓Uo的采樣。在AD中斷中通過調用程序完成對占空比的計算，從而動態調節各路PWM通道輸出。另外，如果發生過壓過流等嚴重故障，故障保護中斷響應，屏蔽所有PWM輸出并發出關機命令，從而對系統祈禱有效保護。

圖7 主程序流程圖

中斷服務程序主要包括定時器1的比較中斷、周期中斷、故障中斷以及AD中斷等。在定時器1的比較中斷程序中完成比較器CMPR1寄存器值的更新，當周期中斷來臨時，完成占空比信息的更新。AD中斷程序流程圖如圖8所示，其主要任務是讀取并保存采樣結果，同時判斷負載情況，根據負載情況調用不同的控制模式，然后結合PID控制算法計算出各通道PWM輸出信號，進而調節輸出［17－18］。

圖8 AD中斷程序流程圖

本文設計的PID控制子程序，采用增量式控制算法，其程序流程圖如圖9，首先根據設置控制參數A、B、C以及偏差初值，再根據采樣值計算當前偏差值e(k)，然后計算增量，利用這個增量調用占空比子程序計算電流環，最終把偏差量轉化為占空比信息量。

圖9 PID算法流程圖

3 實驗結果與討論

為了驗證本設計在輕載下仍具有高效率的特性，本文設計了一臺基于DSP28335的移相全橋同步倍整流DC/DC變換器樣機，該樣機開關頻率為200 kHz，輸入電壓為 380 VDC～420 VDC，輸出電壓為12 VDC，額定輸出功率600 W。

實驗表明，該變換器的4個全橋功率開關管在較大負載范圍內，均能實現零電壓開通和零電壓關斷，圖10和圖11是輕載時Q1的驅動波形圖，其他開關管的驅動波形圖有相似特征。從圖中可以看出，輕載下變換器仍能實現ZVS。

圖10 零電壓關斷

圖12將本文提出的變換器與傳統全橋變換器的整機效率作比較。可以看出，輕負載情況下，本文所設計的數字變換器效率遠高于傳統效率，在10%的額定負載下，該數字變換器仍能保持85%的轉換效率，在小于5%的額定負載情況下，該變換器效率也高于70%，這是由于本數字變換器在原有移相全橋變換器的基礎上加入了輕載Burst和極輕載兩種模式，從而使本變換器在輕負載狀態仍具有很高的效率。另外在重載情況下，該數字變換器效率最高能達到94%，也高于傳統變換器效率，這是由于本樣機采用數字控制方式，減少了外圍控制器件的數量，減少了整機損耗所致。

圖11 零電壓開通

圖12 整機變換器效率

4 結論

數字電源具有諸多優勢，本文利用高性能的DSP設計了一款具有高輕載效率的數字DC/DC變換器，并研制了一臺600 W數字DC/DC變換器樣機，實驗驗證，數字電源在提高電源輕載效率以及系統可靠性等方面具有優良的特性。

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