基于TL494控制的同步整流BUCK恒流源的設計*

倪云峰，夏 軍，周攀亮

(西安科技大學通信與信息工程學院，西安710054)

NI Yunfeng*，XIA Jun，ZHOU Panliang

(School of Communication and Information Engineering，Xi’an University of Science and Technology，Xi’an，710054，China)

恒流源是能夠向負載提供恒定電流的電源。現代電子技術的廣泛應用，促進了對恒流源的需求。例如，大電流高精度恒流源在白光LED照明、蓄電池的快速充電器、電氣觸點電阻測量、實驗室等領域有著多方面的應用［1］。上述應用都對恒流源有精確、穩定、電流連續可調等要求。

當前的恒流源主要以傳統的線性恒流源為主，線性恒流源的優點在于可以保證較高的精度，但是當電流較大時，會有較大的損耗，從而影響了恒流源的效率。針對此種狀況，提出了一種基于TL494控制的同步整流的BUCK開關恒流源。整個系統由BUCK拓撲電路，TL494主控制器和IR21834驅動芯片組成。實現了0—20A連續可調且具有過壓保護的大電流、高精度恒流源。

1 基本原理

電路采用了單端式高頻變換器PWM集成開并電源技術，電路由橋式整流濾波、高頻變換器、整流濾波、取樣電路、脈寬調制器、及輔助電源組成，如圖1。

圖1 恒流源電路框圖

市電經過變壓器降壓、整流濾波后，形成了直流電壓。BUCK變換器的高頻功率開關管將直流電壓斬成高頻脈沖方波。然后再經整流濾波，可得到輸出電流。串聯在回路中的采樣電阻對輸出電流進行采樣，采樣信號送至調制器的比較端與基準信號不斷進行比較、放大，使調制器產生一個隨采樣信號變化的PWM，調節高頻開關管的占空比D從而輸出所需電流。輸出電流Io與占空比D之間的關系如式(1)所示。

其中Ii為市電經過整流之后的直流輸入電流。

對輸出電流進行環路補償校正．使輸出電流在負載范圍內可以恒定到預定的電流值，同時經過分壓采樣電阻采樣輸出電壓，當負載增大時，輸出電壓超過預定的10 V電壓時，主控制芯片關斷主開關管，輸出電壓穩到10 V，達到電源過壓保護的目的。

2 電路分析

整個電路系統由BUCK拓撲主電路、脈寬調制電路、自舉驅動電路三部分構成。電路原理圖如圖2所示。

圖2 恒流源電路原理圖

2．1 BUCK拓撲主電路

主拓撲BUCK電路如圖3所示，輸入Vin為20 V～25 V直流電壓，輸出電流Io為0～20 A連續可調直流電流，輸出電壓為10 V的過壓保護。

圖3 BUCK主電路原理圖

2．1．1 采樣電阻的選取

當輸出電流增大時，采樣電阻Rs會持續發熱，電流越大，取樣電阻發熱越嚴重，溫漂亦越大，對采樣的精確性有很大的影響。因此如何降低取樣電阻發熱是設計中的一個重要問題。本設計中采用康銅絲作為采樣電阻，康銅絲阻值大約0．01Ω，可以很好地抑制溫漂，而且采樣精度靈敏。

2．1．2 同步整流

由于輸出電流較大，最大可達20 A，故需要選擇耐壓和耐流較大的功率開關管，續流二極管選為肖特基二極管，很難承受10 A以上的大電流，故需用同步整流管取代肖特基二極管續流，實現同步整流。主功率開關管VQ1選為IRF3205，其開關兩端最大承受電壓 VDSS=55 V，導通電阻 RDS(on)=8．0 mΩ，流過的最大電流IDS=110 A。采用同步整流，可以進一步降低功耗，加快開關的開關速度。

2．1．3 RCD 緩沖電路

由文獻［3］與文獻［4］可知，主開關管VQ1的電壓尖峰主要由同步整流管的體二極管VD和寄生電感L1、L2共同作用產生，如圖4所示為同步整流管電壓尖峰產生的等效原理圖。當VQ2柵極關斷之后，進入死區時間，主開關VQ1還未開通，電感L的電流全部流過體二極管VD。而當VQ1導通后，正在導通的VD突然被加上反向電壓，在SW到GND之間會瞬間產生一個很大的反向電流，通過寄生電感L2就能產生很高的L2電壓尖峰，之后寄生電感L1、L2又會與VQ2的等效電容C2形成LC諧振，從而可能產生更大的電壓尖峰。

圖4 電壓尖峰產生的等效原理圖

2．2 脈寬調制電路

脈寬調制電路以TL494為主控制芯片及外圍元器件組成，如圖7所示。核心元件TL494是雙端輸出式的脈沖寬度調制器，它包括輸出5 V的基準源、誤差放大器、電壓比較器PWM、觸發器、兩個或非門、兩只輸出推動管。它的功能方框圖如圖8所示。

2．2．1 頻率設置

調制器的工作頻率由TL494的管腳“6”和“5”外接電阻RT和電容CT決定，滿足式(2):

電壓尖峰對開關管VQ1和VQ2影響極大，它會使開關損耗增大，影響整機效率，嚴重時還會燒壞開關管，因此必須消除。本設計中，采用RCD緩沖電路吸收電壓尖峰，如圖5所示。

圖5 RCD緩沖電路

當 VQ1剛導通，VQ2剛關斷時，L2、C2、VD2、GND形成一個續流回路，對電容C2充電;

當 VQ1關斷，VQ2導通時，C2，VQ2，R2形成一個放電回路，存儲在電容中的尖峰能量在電阻R2上消耗掉。R2為2 W的功率電阻，VD2為超快恢復二極管。

通過使用RCD緩沖電路，功率開關管的電壓尖峰可得到明顯改善，通過示波器測得的BUCK變換器的SW點的波形，如圖6所示。

2．2．2 輸出電流調制原理

TL494的管腳“2”接電位器，可實現電壓基準可調，輸出電流經過采樣電阻轉化為電壓信號，與基準電壓分別接入調制器的管腳“1”、“2”，經誤差放大器放大后輸出控制電壓接到脈寬調制器PWM的反相端。D觸發器輸出為兩個相差為180°的方波脈沖，分別送至兩個“或非”門輸入端，接入到兩個晶體管的基極，晶體管的射級輸出的脈沖電壓。為了使調制器的輸出電流增大，將管腳“9”和“10”兩輸出端并接起來，這樣可提供較大的驅動電流。輸出作為IR21834的輸入，經過自舉輸出兩路反相的PWM方波。

圖7 脈寬調制電路

圖6 SW的波形

圖8 TL494的功能方框圖

2．2．3 過壓保護

經過分壓采樣電阻的電壓信號接至TL494的“16”腳，當輸出采樣電壓高于管腳“15”設定的基準電壓時，兩個“或非”門輸出低電平，兩個晶體管Q1和Q2射極輸出低電平，所以主開關管VQ1關斷，實現了電流源的過壓保護。

2．3 自舉驅動電路

由于BUCK電路的結構比較特殊，主開關管VQ1的源極S沒有接地，如圖9所示。此時，不能采用在柵極上直接加TTL邏輯電平來控制，驅動功率MOS管，必須要保證柵源之間的電壓VGS在10 V～18 V之間。因此需要一個自舉電路輸出一個VGS=15 V的浮地脈沖方波。同時要完成BUCK電路的同步整流，需要另外一個對地脈沖方波驅動同步整流管。

因此選擇帶有自舉功能且能夠輸出兩路反相的PWM的芯片IR21834，IR21834芯片及外圍電路如圖10所示。此芯片能夠同時輸出兩路具有一定死區時間且相位相反的兩路PWM脈沖方波，如圖11所示為示波器測得的IR21834芯片的兩路輸出波形。

圖9 BUCK電路的主開關管與同步整流管

圖10 IR21834自舉電路

HIN和為邏輯輸入電平，接TL494的輸出。VCC與VB之間的二極管VD為超快恢復二極管，其反向耐壓要大于600 V。VB與VS之間接一個自舉電容C，一般選擇高穩定、低串聯電感、高頻率特性的鉭電容。HO輸出端接主功率開關管VQ1的柵極G，VS接VQ1的源極S，LO端接同步整流管VQ2的柵極G。IR21834的內部結構及工作原理如圖12所示。

圖11 IR21834的兩路輸出脈沖方波

采用上述電路，設計了一款輸出為0～20 A電流連續可調且具有過壓保護的開關恒流源，通過對樣機的測試結果表明:本文中所設計的恒流源的輸出電流連續可調范圍較大，并且具有較高的恒流精度。與傳統的電路相比較，在相同的功能下，電路結構較為簡單，可靠性高，而且效率一般可以達到80%以上。因此，本文中所設計的BUCK開關恒流源在工程上具有一定的參考價值。

圖12

當IR21834的HIN輸入為邏輯高電平時，IR21834的MOS管Q1導通，Q2關斷，VB端電壓等于HO端的電壓，VB與VS間有鉭電容，鉭電容的電壓為15 V。如此，HO與VS之間有15 V的壓差，能夠使得主開關管VQ1的柵源之間的高電平電壓VGS=15 V，從而可以驅動開關管VQ1。當IR21834的HIN輸入為邏輯低電平，MOS管Q1關斷，Q2導通，HO與VS之間的電壓為零，VQ1的柵源之間的低電平電壓VGS=0，開關管VQ1關斷。當IR21834的輸入為邏輯高電平時，MOS管Q3導通，Q4關斷，LO端電壓為VCC。當IR21834的輸入為邏輯低電平時，MOS管Q3關斷，Q4導通，LO端電壓為0。

3 結論與測試

本設計的恒流源可以輸出0～20 A連續可調的直流電流，最大輸出電壓為10 V，當輸出電壓高于10 V時，開關管關斷，輸出電壓恒定到10 V，實現過壓保護功能。經測試，在不同的負載條件下，恒流源的實際輸出電流如表1所示。

表1 不同負載條件下恒流源的輸出電流 單位:A

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