IGBT關斷特性分析

魏義濤

【摘 要】本文以IGBT的物理模型為研究對象，詳細分析IGBT關斷過程中門-射極電壓、門極電流及集電極-射極電壓、集電極電流的各種行為情況；并以英飛凌的IGBT參數為依據，建立IGBT的仿真測試模型，分析門-射極電壓、門極電流及集電極-射極電壓、集電極電流的情況，與理論分析對比表明結果很好的吻合在一起，為進一步的應用IGBT提供參考。

【關鍵詞】IGBT原理；IGBT關斷特性分析 ；IGBT模型

【Abstract】Based on physics model of IGBT， the paper studied IGBTs turn-off behavior of gate- emitter voltage ， gated current and collector- emitter voltage ， collector current . and established Simulink model of IGBT on infineon production ， analysised behavior of gate- emitter voltage gated current and collector- emitter voltage ， collector current ， the same as the theory . produced theoretical reference for future.

【Key words】IGBT theory； IGBT turn-off behavior；IGBTs model

0 前言

IGBT結合了MOSFET管和雙極性晶體管的優點，具有電壓型驅動、輸入阻抗高、飽和壓降低等一系列的優點，在電力電子領域具有廣泛的應用。然而IGBT內部寄生電容的存在，導致IGBT的開斷呈現非線性的特點，因此研究IGBT的開斷特性有助于更好的應用IGBT器件[1]。

1 IGBT的原理

其中，VJ1是結J1的正向偏置壓降，RD是漂移區電阻，Rch是MOS溝道的電阻。正是由于VJ1的存在，要使IGBT導通，必須要約0.7V的正向電壓。相比之下，在MOSFET的三層結構中沒有這個結，所以其導通的條件只是漏-源電壓大于零。IGBT所具有的這個額外的P+層有重要的意義，它能夠使得N-漂移區發生電導調制，使得IGBT的RD比MOSFET的小得多。

圖1（b）中，還給出了一個寄生NPN晶體管，兩個晶體管的連接方式形成了一個寄生晶閘管。這個寄生晶閘管的存在使得IGBT可能發生閂鎖（有的文獻稱之為擎住效應），即晶閘管的導通會導致IGBT門極失去控制作用并導致器件損壞。在新型IGBT的設計中，通過減小門-射短路電阻RS，如圖1（b）中所示，可顯著抑制閂鎖現象。因為要避免NPN晶體管工作，MOSFET和PNP晶體管的電流就不是均勻分配的，MOSFET承擔了四分之三的電流。其中，βPNP是寬基極PNP晶體管的電流放大倍數，由于它遠小于1，所以晶體管集電極電流分量ICP比MOSFET電流分量IMOS要小。通常工況下，PNP晶體管不會處于深飽和狀態。

圖1（b）中所示的三個電容是器件內部的寄生電容，容值隨著器件工況而變化。圖2給出了這幾個寄生電容的物理描述[1]，也給出了相應的電路元件和電流路徑。門-集電容CGC是米勒電容，是由門極和N-漂移區之間的耗盡層形成的。在IGBT導通時，N-漂移區與門極氧化物毗鄰的部分處于電荷積累的條件，CGC的值較大；而當VCE增大時，積累條件被削弱，CGC減小。CGE代表門極和溝道之間門極氧化物的門-射電容，它的值通常是恒定的，而且較大。集-射電容CCE是關斷時結J2處的耗盡層電容，它的大小實際上代表了通態時漂移區內儲存的電荷的多少。

1.1 IGBT的關斷

1.1.1 關斷第一階段：門極電壓下降

關斷過程從VGG下降（從VG+到VG-）的時刻開始。門極電流IG從門極流向門極驅動電路，門極電容（CGC+CGE）放電，門極電壓VGE按指數規律下降，達到平臺電壓VM，如下式所示[1-2]：

1.1.2 關斷第二階段：電壓上升

第二階段始于t7時刻，此時VGE到達穩定的平臺值，該值的大小依賴于集電極電流。理想條下，它與開通時門極電壓平臺的值相同。門極電流IG僅流經米勒電容CGC，對其持續放電，導致集電極電壓VCE逐步上升。如圖3所示，VCE的上升分為兩個明顯的部分——開始的低速率部分和隨后的穩定高速率部分。

強烈的米勒效應就發生在這個階段。米勒電容的特性曲線有明顯的拐點，其值在低集電極電壓的時候較高，在高集電極電壓的時候較低。因此，在VCE最初上升的時候，由于CGC的值較大，dVCE/dt較低。當VCE增長到超過某個特定值時（與器件額定電壓有一點關系，例如對于1700V/400A的IGBT來說，該值約為20V），CGC開始驟減至小得多的值，導致dVCE/dt快速增加，VCE達到VDC。

第二階段極為重要，因為只有在這個階段門極驅動電路才能夠實現對IGBT關斷電壓的控制。降低門極電壓可以使MOS溝道變窄，限制進入漂移區的電子。通過減少發射極提供的電子并維持恒定的集電極電流，就能夠消除門極下方積累層和N-漂移區中存儲的電荷。米勒電容是門極和N-漂移區之間耗盡層電容Cdep與氧化物電容Cox的串聯。起初，積累層放電，耗盡層尚未延伸至這個區域，所以Cdep的值較大，CGC的值主要由Cox決定。在t8時刻附近，當積累層消失的時候，結J2附近的耗盡層擴展，器件電壓迅速升高。于是，Cdep的值大幅度下降，從而CGC的值也大幅度下降。由于通態時器件中存儲了大量電荷，耗盡層和電壓增長的初始過程是很慢的，但當米勒電容和存儲電荷減少時，這個過程迅速加快。于是，第二階段中電壓上升主要受兩方面控制：一是通態時IGBT中存儲電荷的多少，一是門極驅動電路限制MOS溝道的效率。說到底，還是MOS溝道的衰減速度決定了消除存儲電荷的速率，從而決定了耗盡層擴展和器件電壓上升的速度。

1.1.3 關斷第三階段：電流下降

一旦IGBT集電極電壓達到直流側電壓VDC（時刻t9），續流二極管開始導通，標志著第三階段的開始。之前，二極管是反偏截止的。t9時刻之后，負載電流全部從IGBT轉到二極管，IGBT集電極電流IC下降，下降速率主要由IGBT和二極管內部寄生電容決定。dIC/dt在雜散電感LS兩端感生電勢，并與二極管正向峰值電壓VFM一起，形成了VCE高于VDC的電壓尖峰。

同時，門極電壓VGE從平臺處開始下降。當降至閾值VGE（th）以下時，MOS溝道消失，MOS電流IMOS=0。P+阱中的剩余電流為純空穴電流，它通過拓寬耗盡層來抽取N-漂移區中的過剩空穴，直到IC快速下降至很小的值。

1.1.4 關斷第四階段：拖尾電流

第四階段的一個重要特征是，集電極電流緩慢衰減，即拖尾電流。這個過程不是通過拓寬耗盡層來抽取電荷，而是通過復合作用來消除存儲電荷。這個拖尾電流與器件的制造工藝有很大的關系，而且無法通過門極控制來削弱其影響。拖尾電流IGBT和MOSFET的另一個重要區別。

2 IGBT的模型仿真

其中，VDC是直流側電源，LL和RL是負載和電阻，DL1和DL2是為負載電感續流的二極管，LsLoop和LsDL分別是直流回路和續流回路的雜散電感，Vg1用于模擬驅動脈沖，DT1是其反并聯二極管， Lg1是門極引線電感。T1是IGBT。T1、 DT1的模型均是基于德國Infineon公司制造的FF800R17KF6C_B2建立的。

利用上述的仿真模型，10μs時驅動脈沖從15V階躍至-15V。在不采用任何均壓控制措施的條件下，T1的開關過程如圖5-圖6所示。圖5是集電極電壓和電流波形，圖6是門極的電壓、電流波形。關斷電流約為520A，由于存在回路雜散電感，T1在關斷時都出現了電壓突波，峰值約為1250V。

3 結語

本文對IGBT的關斷機理進行了詳細的分析，并建立了IGBT仿真試驗模型，得到了IGBT的VGE、IC、IGE和VGE的波形圖，與理論分析很好的吻合，為進一步的IGBT的研究提供理論依據。

【參考文獻】

[1]趙芬.IGBT 模型仿真研究[D].合肥工業大學，2010.

[2]P.R.Palmer， E.Santi， J.L.Hudgins， X.Kang etc.Circuit Simulator Models for the Diode and IGBT with Full Temperture Dependent Features. IEEE Transactions on Power Electronic[J].vol. 18， no. 5， pp. 1220-1229， September 2003.

[3]X.Kang， A.caiafa， E.Santi， J.L.Hudgins， etc..Characterization and Modeling of High-Voltage Field-Stop IGBTs. IEEE Transactions on Industry Applications[J]. vol 39， no.4 ， pp. 922-928， july 2003.

[4]P.Palmer， A.Bryant， J.Hudgins，and E.Santi. Simulation and optimization of diode and IGBT Interaction in a chopper cell using MATLAB and Simulink[J]. in IAS Conf. Rec.， Pittsburgh， October 2002.

[責任編輯：曹明明]