基于幅度調制的連續微波雷達測距研究

鄭大青 陳偉民陳 麗 李存龍 章 鵬

(重慶大學光電技術及系統教育部重點實驗室 重慶 400044)

基于幅度調制的連續微波雷達測距研究

鄭大青 陳偉民*陳 麗 李存龍 章 鵬

(重慶大學光電技術及系統教育部重點實驗室 重慶 400044)

為實現實時快速的全天候、高精度、大范圍測距，該文提出了基于幅度調制的微波雷達測距方法。在分析主要微波雷達特點的基礎上，深入探討了該方法測尺頻率和測距范圍、精度之間的數學關系，并利用調制在高頻載波的低頻信號滿足大范圍測距需求，采用基于測時技術的高精度測相方法實現高精度與高速度測距，并基于混頻器、測時芯片TDC-GP2等器件搭建了雷達實驗系統。實驗表明，基于TDC-GP2測相單元的測相精度達(2.71×10-4)°，并在2.4 GHz載波、150 kHz調制信號的條件下，對3.0～4.1 m內目標的測距實驗證明了系統具有1000 m大范圍測距的可行性，且目標處于3.0 m時測距精度為0.0187 m，系統單次平均測距時間為0.02～0.03 s。

微波雷達；測距；測相；測時技術；幅度調制

1 引言

為獲取被測目標的距離、位置等信息或確保目標工作狀態的安全，在工業制造、大地大氣探測、結構健康監測等領域，常常需要對被測目標進行長時間、實時快速的全天候、高精度(毫米級)、大范圍(上千米)的距離、位置狀態測量[1]，如目標為建造中的大型船舶及飛機、振動中的橋梁和高樓等。為適應它們所處的野外環境，在分析多種無線傳感方法后發現，微波因能不受雨霧雪等阻擋，傳播衰減小，并能在高溫高濕、多灰塵等惡劣環境下全天候工作[2]，使得微波雷達相比激光、超聲波等雷達在上述領域更具發展潛力。

按照發射信號形式，微波雷達主要分為脈沖雷達和連續波雷達兩大類[3]，其中脈沖雷達主要通過測量發射和接收脈沖的時間差Δt測距，其測距精度由測時精度δ( Δt)決定(R為距離，c為光速)，即δR=1 mm所需的δ( Δt)=6.67 ps，該測時精度實現難度較大，成本昂貴[3]；此外，回波脈沖在傳播過程的失真會使其信號邊沿難以準確識別，使得目前脈沖雷達的測量精度一般為數厘米至分米級[3]，無法滿足前述毫米級測量。另一類連續波雷達可分為調制型和非調制型雷達[3]，報道的調制型雷達主要為調頻連續波雷達[2,3]，其主要利用發射、回波信號間頻率差進行測距，以鋸齒波調頻雷達測距精度δR=c/2B (c為光速)[2]為例，δR=1 mm需要的調頻帶寬為B=150 GHz，該范圍帶寬頻率實現難度較大，成本非常昂貴，因此目前調頻連續雷達測距精度一般為數厘米至分米級，也難滿足毫米級測量。另外，非調制型微波雷達包括單頻和多頻連續雷達，它們通過測量發射、回波信號間相位差φR實現測量，其測距精度測相精度δ( φR)和發射頻率f共同決定，由于微波頻率f較高，故測距精度δR即使在一般測相精度δ( φR)下也較容易達到毫米級。然而，由于發射天線尺寸L與發射微波波長λ(λ=c/f )相當且成正比(L約為1/4～1/2波長λ)，因此，單頻連續雷達測距范圍僅為Rm=λ/2，難實現前述大范圍(上千米)測量，為此，眾多學者提出雙頻比相法、參差多頻法等多頻連續雷達突破該限制以同時實現高精度、大范圍測距[4,5]。

然而，這些多頻雷達方法仍存在不足：雙頻比相法存在擴大測距范圍和提高精度的矛盾；參差多頻法需要發射多組雙頻信號，搜索算法運算量大、系統復雜；多頻到雙頻法對測距精度要求較苛刻；二次相法也需要發射頻點較多等[4,5]。總之，多頻雷達必須發射多個頻率信號(稱“測尺信號”)，并按一定算法搜索頻點才能同時實現高精度、大范圍測距。然而，多頻測尺切換會降低測量實時性，并引入測尺切換的機械與電氣抖動引起的測量誤差[4,5]，且切換速度(數秒級)慢于目標狀態變化(如振動橋梁、高樓等)[1]。

綜上分析，目前主要微波雷達方法在同時滿足實時、全天候、高精度和大范圍測量需求時均存在不足，為此，本文提出了基于幅度調制的連續微波雷達方法，并對其進行了理論分析和實驗探索。

2 基于調幅連續微波雷達測距原理及分析

在上述分析中，多頻連續微波雷達最接近前述領域的測量需求，只在實時測量方面受限，它是由多頻測尺切換耗時及其測量誤差所致。因此，想要突破該限制、達到實時性測量，就必須避免多測尺切換過程，即只能采用“單頻測尺”測距。然而，若直接發射頻率f的非調制“單頻測尺”的微波測距，其測距范圍僅為Rm=λ/2(λ=c/f,c為光速)，由微波頻率(吉赫茲)與天線尺寸關系得該范圍一般為數厘米至數分米，難以大范圍測距。因此，突破實時性限制、滿足大范圍測距的關鍵又轉換為如何在“單頻測尺”條件下擴大測距范圍Rm。由Rm=λ/2=c/2f(c為光速)知，擴大Rm就必須降低“單頻測尺”頻率f，以大多數常規測距要求Rm=1000 m為例，其對應測尺頻率為f=150 kHz，而如果測距范圍要求大于Rm=1000 m，測尺頻率f將低于150 kHz。可知，該頻段信號已不屬于微波范圍，其與微波信號在全天候測量等方面將存在差異，如果直接將其發射，那么天線尺寸將較大，降低了天線安裝、測量便利性，甚至無法使用。

如此，要想突破實時測量限制，就必須跳出上述主要微波雷達方法的局限，即需要考慮采用新的方法或技術。為此，分析大量文獻后發現，相位式激光測距儀的中低頻調制信號(測尺)的測距原理[6,7]可以從理論上有效地突破上述限制，即能滿足“單頻測尺”條件下擴大測距范圍Rm的需求。因此，文章考慮將其“調制激光光強測距”原理借鑒到微波雷達中，即利用“低頻測尺”信號調制高頻微波載波進行測距，并提出如2.1節的調幅連續微波雷達方法。盡管由通信技術知“調幅信號”容易受噪聲等干擾，也可能會包含非線性諧波信號，但由于“調幅微波雷達方法”具有能夠實現前述測量領域實時、全天候、高精度、大范圍測量需求的巨大潛力，故本文對其進行了理論分析和實驗探索，詳細分析請見下文。

2.1 基于調幅連續微波雷達測距原理

由上述分析并借鑒“相位式激光測距的中低頻信號調制原理”，提出如圖1所示的調幅連續微波雷達。圖1的中頻信號源輸出兩路相同正弦信號s0( t)，一路用作相位測量參考，另一路用于調制載波sc( t)幅度，調幅后經過功放、發射天線得到發射微波信號st( t),st( t)發射后遇到距離R處目標，目標將其反射回接收天線，得到回波信號sr( t),sr( t)經過低噪聲放大后與載波信號sc( t)混頻、低通濾波，即同步解調后得到調制信號s0( t)的時延信號sφ(t)，對s0( t)與sφ(t )測相得到相位延遲φR，進一步可求得待測距離R。

2.2 實現實時全天候的大范圍測距理論分析

假若圖1的中頻信號s0( t)是頻率、幅度和初相分別為f0,A0及φ0的正弦信號，載波信號sc( t)為頻率、幅度和初相分別為fc,Ac及φc的正弦信號，則s0( t)和sc( t)分別表示為

圖1 基于調幅連續微波雷達測距原理

假設功率放大器增益為GPA，則得到發射信號將式(1)，式(2)代入得

可見，載波信號sc( t)的幅度被正弦信號s0( t)調制，即按s0( t)規律變化。若發射信號st( t)在發射/接收天線和目標間往返傳播時間為Δt(Δt= 2R/c)，則得到接收信號sr( t)為

式中α為發射信號st( t)傳播衰減系數。若低噪聲放大器增益為GLNA，則整理得到混頻后信號src(t)為

可見，信號src(t)包含4項信號，第1, 3項頻率分別為(2fc+f0),(2fc-f0)，第2, 4項頻率均為f0，將式(5)信號src(t)通過低通濾波器，得到第2, 4項兩項低頻f0信號的合成信號sφ(t)為

由式(6)知，對固定距離R和雷達發射狀態下，信號衰減系數α，延時Δt(Δt=2R /c)，幅度A0, Ac及增益GPA,GLNA均為常數，若設Aφ=則A也為常數，則

φ式(6)為

對比式(1)和式(7)，并利用相位測量單元求得s0( t)與sφ(t)間相位差φR得

將Δt=2R /c代入式(8)，并考慮到相差φR最大可測值為2π，則可得待測距離R及最大測距范圍Rm：

可見，測距范圍Rm由中頻調制信號s0( t)頻率f0決定，即s0( t)即為測尺信號[6,7]。此時，發射天線尺寸L主要限制載波信號sc( t)頻率fc的選擇范圍，而調制信號s0( t)頻率f0可降低至數千赫茲或更低、也可高至數十兆赫茲，故式(10)測距范圍Rm可達數千米或更遠距離。因此，從理論可知基于調幅連續微波雷達具有實現大范圍測距的可行性；因“單頻測尺信號”s0( t)調制在微波載波sc( t)上，故該雷達還具有實時、全天候測量特點。因此，要想進一步滿足前述測量領域高精度測距，還需對其測距精度及其實現方法考察。

2.3 滿足高精度測距的測相要求分析

為分析調幅型微波雷達測距精度，假定調制信號s0( t)的頻率f0穩定，對式(9)兩邊微分得

顯然，調制信號頻率f0越大，測相精度δφR越高(值越小)，測距精度δR越高(值越小)。然而，為了保證式(10)較大測距范圍Rm=c/2f0，調制頻率f0的增大空間受限。因此，為獲得高精度δR測距，需要高測相精度δφR作保障。以大多數常規測距中應用要求為例：測距范圍Rm=1000 m、測距精度δR =1 mm，根據式(10)，式(11)求得滿足此兩個測距要求所需測相精度為δφR=(3.6×10-4)°；如果測距范圍大于1 km或精度優于1 mm，所需測相精度還將高于δφR=(3.6×10-4)°。然而，目前主要測相方法如數字相關法、數字傅里葉變換法、欠采樣數字鑒相法等大都直接測量相位，且易受到器件參數如采樣頻率等因素限制，其測相精度一般為(10-2～10-1)°[6- 8]，難以滿足上述高精度測相需求，并且它們進行高精度測相成本較昂貴、實現難度較大。

因此，尋找一種同時滿足式(10)，式(11)測距范圍和精度要求的高精度相位測量方法及系統，是調幅型微波雷達實現實時快速、全天候的大范圍、高精度測距的關鍵。

3 基于高精度測時技術的相位測量法

為實現高精度測相，考慮到主要測相方法受限的原因，并結合目前眾多時間測量技術容易達到的測量精度[9](納秒級或幾十皮秒級)以及周期信號時間與相位關系等因素，利用高精度測時技術間接測量相位應是滿足高精度測相需求的有效潛在途徑。為此，將用圖2基于測時技術的測相單元實現圖1的相位測量[10]。

圖2 基于測時技術的測相原理

可見，原待測信號s0( t)和sφ(t)間相位差φR準確地保留在兩低頻信號sr 0(t)和srφ(t )間，由于頻率由f0降為(f0-fr)，測量信號時間拉長(相差不變)，測相難度減低、測相精度便于提高；進一步分別將sr 0(t)和srφ(t )整形為方波并測出其時間差Δt，并求得它們間相差φR為

當頻率f0, fr穩定時，對式(14)兩邊微分得到

可知，頻差值(f0-fr)越小，測時精度δ( Δt)越高(值越小)，測相精度δφR越高(值越小)。又因當fr→f0時，有(f0-fr)→0，由式(15)知，即使在一般測時精度δ( Δt)下(如幾十納秒)，理論上測相精度δφR可以達到很高(值很小)，因此，通過降低參考頻率fr可以很方便地提高測相精度δ( Δt)，且提升空間大、便于實現。此外，由于目前眾多測時方法精度δ( Δt)較容易達到納秒級甚至數十皮秒級，且成本較低，因此，式(15)理論上測相精度δφR很容易達到(10-6～10-5)°，遠高于當前主要測相方法測相精度(10-2～10-1)°，可為調幅型微波雷達同時實現快速實時、全天候的大范圍、高精度測距奠定基礎。

4 實驗與分析

4.1 相位測量單元的測相實驗

為驗證上述相位測量方法有效性，需進行測相實驗。因為基于延遲線插入原理的數字TDC (Timeto-Digital Converter)技術及芯片具有高精度(幾十皮秒級)、測量快速、便于搭建系統等優點，故決定采用測時芯片TDC-GP2搭建包含圖1，圖2相位測量單元的測相實驗系統(如圖3所示)[9,11]。

為減小微波雷達系統其他因素對測相實驗的影響，故單獨對測相單元實驗，即利用主信號源輸出兩路信號模擬圖1中信號s0( t),sφ(t)，并用相位測量單元測相(見圖3)。為使測相實驗更接近系統測距范圍和精度的需求，由于1000 m測距范圍下mm級測距精度能滿足多數常規測距工程應用，故選擇測距范圍Rm= 1000 m，測距精度δR=1 mm，由式(10)，式(11)得到所需測相精度δφR=(3.6×10-4)°，測尺頻率為f0=150 kHz；又考慮到TDC-GP2芯片典型測時精度δ( Δt)=65 ps，將各值代入式(15)得(f0-fr)=15.39 kHz，考慮到測相便利性，取(f0-fr)=10 kHz，此時式(15)理論測相精度將優于(3.6×10-4)°，對應參考頻率fr=140 kHz。

K-means算法即已知數據庫包含n個數據樣本，給定聚類個數k，對每個數據樣本計算其應該屬于的類，得到滿足方差最小標準的k個聚類。

圖3 基于高精度測時技術的測相實驗系統

圖3采用主信號源(RIGOL-DG4102)輸出兩路頻率均為f0=150 kHz的信號s0( t)和sφ(t)，它們間相差φture在用作真實值(0°～180°)；利用參考信號源(AGILENT-33220A)模擬輸出頻率fr=140 kHz的參考信號r( t)(初相可設任意值)；采用TDC-GP2單元測得兩低頻方波間時間差Δt，再由式(15)得到相差測量值φmea。為考察系統測相精度，將輸出相差固定在φture=20.0°。并對其測量100次，結果如圖4，且TDC-GP2測時數據標準差為76.2 ps，與TDC-GP2典型測時精度65 ps基本吻合[9,11]。由圖4測相數據得測相精度為(2.71×10-4)°，優于Rm=1000 m, δR=1 mm所需測相精度(3.6×10-4)°。將相差φture固定40°,60°等，測相精度都優于(3.6×10-4)°。因此，測相實驗表明上述測相方法及系統可以滿足系統大范圍、高精度測距的測相需求。

4.2 基于調幅微波雷達的測距實驗

圖4 相位差為20度時的測相數據

在上述測相實驗基礎上，為進一步考察雷達測距性能，需搭建測距實驗系統：根據前述測尺頻率、測相單元參數等選擇方法，并考慮實驗便利性及系統成本，載波sc( t)頻率選為fc=2.4 GHz，因2.4 GHz 是ISM頻段標準頻點，與之相關器件如混頻器、功放等成熟市場化，且選擇多、成本低廉。其他重要參數選為：發射信號st( t)功率為30 dBm，。發射、接收天線增益均為14 dB，半波瓣角為15。搭建雷達系統如圖5所示。

圖5 基于調幅連續微波雷達實驗系統

在圖5中，雷達系統穩固在參考點上，為增強反射信號，使實驗效果明顯，被測目標選為一塊對微波信號反射性能較好的矩形鋁板(600 mm×600 mm×2 mm)，并將鋁板與收發天線正對，鋁板固定在精密導軌(7STA02600)移動平臺上，平臺由電機(7SC306)控制，步進距離及時間等均可軟件設置，步進距離精度達0.01 mm。

首先考察雷達系統的測距范圍性能：由于目標為無源鋁板，為便于實驗，距離不能取太大，可選取初始距離R= 3.0 m，并設定移動平臺的步進距離ΔR =0.1 m，步進時間為20 s，利用系統對每個位置測點測量100次，得到平均數據及其擬合曲線如圖6所示，可見設定值X 與測量值Y 線性擬合方程為Y =1.0032X - 0.0024，相關系數0.999。由于圖6測距數據由測距式(9)R=cφR/(4πf0)得到，因此，上述測距實驗表明，雷達系統測尺頻率為f0，即f0=150 kHz，對應最大測距范圍由式(10)Rm= c/2f0得到Rm=1000 m。此外，圖6中目標位置由3.0～4.1 m的變化量為1.1 m并可測，故從另一角度證明圖1調幅型微波雷達突破了同頻段微波雷達，即2.4 GHz單頻雷達測距范圍0.0625 m(2.4 GHz信號的半波長)的限制，具有大范圍測距性能。

將文中雷達與其他主要微波雷達的典型參數對比如表1，可見，即使在有噪聲干擾等影響下，調幅雷達的測距精度仍不差于脈沖雷達、調頻連續雷達，且測距范圍、速度分別優于單頻、多頻連續雷達，具有20～30 ms的單次測量時間能滿足橋梁、高樓等動態目標的快速測距要求。

文中被測目標為光滑鋁板，但實際應用中微波波束照射的橋面、地面等目標面可能粗糙不平，并將直接影響微波反射、散射系數及其反射、散射功率。此外，微波反射、散射系數還是微波頻率、極化方式等因素的復雜函數[12]，而微波反射信號又是由位于與雷達距離相等的目標面上位置點決定、散射信號由處于與雷達不同距離的目標面上位置點決定[12]，因此，目標面粗糙不平對測距及其精度影響也較為復雜。然而，即使目標是粗糙橋面、波動水面，文獻[13～15]各微波雷達精度均優于毫米級，說明目標粗糙不平對測距精度影響在可控、可接受范圍內。另外，若目標面粗糙度過大，可在目標處安裝光滑金屬反射器[15]。

圖6 調幅微波雷達的多測點測距數據及擬合曲線

圖7 調幅微波雷達單測點多次測距數據

雷達名稱 典型測距范圍 典型測距精度 單次測量時間 參考文獻脈沖雷達 數十米至數千米 數厘米至分米級 毫秒級至數十毫秒[3]調頻連續雷達 數十米至數百米 數厘米至分米級 毫秒級至數十毫秒[2]單頻連續雷達 數厘米至數米 毫米級至厘米級 毫秒級至數十毫秒[4,5]多頻連續雷達 數十米至數千米 毫米級至厘米級 數秒級[4,5]調幅連續雷達 數米至上千米 厘米級(目前) 20～30 ms 本文

綜上，基于調幅微波雷達方法及系統，在滿足全天候條件下可達到1000 m大范圍測距要求、具有毫米級高精度測距潛力，并且單次測距平均耗時僅為0.02～0.03 s，系統更高精度測距(毫米級)實驗將后續開展。

5 結論

理論分析證明，基于幅度調制的連續微波雷達與基于高精度測時的測相方法結合，確實能突破目前主要微波雷達應用限制，并滿足實時快速的高精度、大范圍測距的需求。測相實驗表明，基于TDCGP2芯片測相單元的測相精度達到(2.71×10-4)°，比常規相位測量精度提高約2～3個數量級，滿足大范圍、高精度微波測距的理論測相要求；進一步測距實驗表明，在載波頻率為2.4 GHz、測尺頻率為150 kHz情況下，雷達實驗系統對3.0～4.1 m范圍內目標的測距實驗驗證了系統最大測距范圍為1000 m，即突破了同頻段2.4 GHz單頻微波雷達測距范圍(0.0625 m)限制，并且系統在R=3.0 m的測距精度為0.018 7m，為實現全天候條件下大范圍(1000 m)、高精度(mm級)微波雷達測距奠定了基礎，且實驗系統單次平均耗時為0.02～0.03 s，實時快速。

[1] 賈方秀, 丁振良, 袁峰, 等. 基于全相位快速傅里葉變換譜分析的激光動態目標實時測距系統[J]. 光學學報, 2010, 30(10): 2928-2934. Jia Fang-xiu, Ding Zhen-liang, Yuan Feng, et al.. Real-time laser range finding system for moving target based on all-phase fourier transform spectrum analysis[J]. Acta Optica Sinica, 2010, 30(10): 2928-2934.

[2] 周洪, 鄒祥林, 吳邦春. FMCW雷達港口起重機防撞系統的設計與開發[J]. 儀器儀表學報, 2007, 28(9): 1689-1694. Zhou Hong, Zou Xiang-lin, and Wu Bang-chun. Design and development of port crane crash-preventing system based on FMCW radar[J]. Chinese Journal of Scientific Instrument, 2007, 28(9): 1689-1694.

[3] 袁其平, 范立潔, 童崢嶸, 等. 脈沖雷達測距時間-電壓轉換方法[J]. 現代雷達, 2012, 34(6): 69-73. Yuan Qi-ping, Fan Li-jie, Tong Zheng-rong, et al.. A study on time-voltage conversion method for pulse radar ranging[J]. Modern Radar, 2012, 34(6): 69-73.

[4] 曹延偉, 江志紅. 加速運動目標的雙頻比相測距算法研究[J].電子與信息學報, 2007, 29(12): 2858-2862. Cao Yan-wei and Jiang Zhi-hong. Research on algorithm of dual frequency ranging for target with acceleration [J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2007, 29(12): 2858-2862.

[5] 曹延偉, 程翥, 皇甫堪, 等. 多頻連續波雷達兩種測距算法研究[J]. 電子與信息學報, 2005, 27(5): 789-792. Cao Yan-wei, Cheng Zhu, Huangfu Kan, et al.. The research on two algorithms for multiple frenquency CW radar ranging[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2005, 27(5): 789-792.

[6] 廖平, 蔡玉鑫. 改進型相位式激光測距電路的設計[J]. 激光與紅外, 2013, 43(4): 356-359. Liao Ping and Cai Yu-xin. Improved design of phase laser range finder circuit[J]. Laser & Infrared, 2013, 43(4): 356-359.

[7] 緱寧祎, 張珂殊. 高速相位式激光測距數字鑒相方法仿真與實現[J]. 紅外與激光工程, 2012, 41(9): 2358-2363. Gou Ning-yi and Zhang Ke-shu. High speed digital phase difference measuring methods simulation and implementation in phase-shift laser range finder[J]. Infrared and Laser Engineering, 2012, 41(9): 2358-2363.

[8] 王心遙, 張珂殊. 基于欠采樣的激光測距數字鑒相方法[J]. 紅外與激光工程, 2013, 42(5): 1330-1337. Wang Xin-yao and Zhang Ke-shu. Digital phase-shiftmeasuring methods based on sub-sampling in laser range finder[J]. Infrared and Laser Engineering, 2013, 42(5): 1330-1337.

[9] 岱欽, 耿岳, 李業秋, 等. 利用TDC-GP21的高精度激光脈沖飛行時間測量技術[J]. 紅外與激光工程, 2013, 42(7): 1706-1709. Dai Qin, Geng Yue, Li Ye-qiu, et al.. High-precision measurement technology of laser pulse flight time based on TDC-GP21[J]. Infrared and Laser Engineering, 2013, 42(7): 1706-1709.

[10] Liu S, Tan J, and Hou B. Multicycle synchronous digital phase measurement used to further improve phase-shift laser range finding[J]. Measurement Science and Technology, 2007, 18(6): 1756-1762.

[11] 張黎明, 張毅, 趙欣, 等. 基于TDC的激光測距傳感器飛行時間測量研究[J]. 傳感器與微系統, 2011, 30(12): 71-74. Zhang Li-ming, Zhang Yi, Zhao Xin, et al.. Study on flight time measurement laser ranging sensor based on TDC[J]. Transducer and Microsystem Technologies, 2011, 30(12): 71-74.

[12] 段銳, 張海, 陳祝明, 等. 垂直入射區雷達地面散射系數測量與特性研究[J]. 電子科技大學學報, 2012, 41(3): 373-377. Duan Rui, Zhang Hai, Chen Zhu-ming, et al.. Radar terrain scattering return measurement and characteristics research in vertical incidence region[J]. Journal of University of Electronic Science and Technology of China, 2012, 41(3): 373-377.

[13] Grazzini G, et al.. Simple microwave sensor for remote detection of structural vibration[J]. Electronics Letters, 2009, 45(11): 567-569.

[14] Kim S and Nguyen C. A displacement measurement technique using millimeter-wave interferometry[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2003, 51(6): 1724-1728.

[15] Wang G, Gu C, Rice J, et al.. Highly accurate noncontact water level monitoring using continuous-wave Doppler radar[C]. 2013 IEEE Topical Conference on Wireless Sensors and Sensor Networks (WiSNet), San Diego, California, USA, 2013: 19-21.

鄭大青： 男，1985年生，博士生，研究方向為傳感測量技術、智能結構健康狀態監測等.

陳偉民： 男，1955年生，教授，博士生導師，研究方向為光電技術及系統、傳感器技術、智能結構健康狀態監測等.

Investigation on Ranging of the Continuous Microwave Radar Based on Amplitude Modulation

Zheng Da-qing Chen Wei-min Chen Li Li Cun-long Zhang Peng
(Key Laboratory of Optoelectronic Technology and System of Ministry of Education, Chongqing University, Chongqing 400044, China)

In order to meet the needs of high speed and real-time, all-weather, high-precision and large-scale ranging, the method of continuous microwave radar with amplitude modulation is proposed. Based on the analysis of the characteristics of the main microwave radar ranging methods, the mathematical relationships among the modulation frequency, measurement range and its accuracy are deeply discussed in the method, in which the low single frequency signal modulated on high frequency carrier signal is adopted to get large-scale ranging and also the time-measurement technology with high precision is used to achieve high precision and high speed ranging. Finally, the experimental radar system is set up by the mixer and the time-measurement chip TDC-GP2 etc. The experiments of the phase difference measurement unit based on TDC-GP2 show its accuracy isdegrees. When the frequency of carrier signal is 2.4 GHz and that of modulation signal is 150 kHz, the experimental results under the distance from 3.0～4.1 m verify the effectiveness that the radar system could achieve large-scale ranging of 1000 m, and show that the ranging accuracy is 0.0187 m of distance of 3.0 m. Moreover, the average ranging time for single measuring point is about 0.02～0.03 s.

Microwave radar; Ranging; Phase measurement; Time measurement technology; Amplitude modulation

TN958

A

1009-5896(2015)01-0043-07

10.11999/JEIT140238

2014-02-24收到，2014-07-14改回

國家自然科學基金(51078369)和中央高校基本科研業務費科研專項項目(CDJXS10120002)資助課題

*通信作者：陳偉民 wmchen0802@126.com