甚低頻MSK 靈敏解調器的設計與實現

嚴亞龍，董穎輝，張 靜

(海軍工程大學電子工程學院，武漢 430033)

在甚低頻通信系統中，由于其信號傳輸速率主要受制于天線的頻帶寬度［1］，故需采用優越的調諧方法以展寬甚低頻發射天線的頻帶寬度。目前，美國、澳大利亞等發達國家均在發射天線前端采用動態調諧技術［2］，首先簡要介紹發射天線采用的MSK 信號源的使用原因和基本原理［3］:甚低頻信道的特點決定了甚低頻通信所采用的調制方式應滿足以下要求:對信噪比的要求盡量低;功率利用率盡量高;頻帶利用率盡量高;發送端采用相位連續變化的調制方式;信道包絡恒定。

1 MSK

MSK(最小頻移鍵控)是一種包絡恒定、相位連續的FSK，這種調制方式信號帶寬利用率較高，適合于甚低頻通信［4］。

MSK 信號表示式為［5］

式(1)中，fc為載波頻率;Ts為碼元寬度;ak為第k 個碼元的相位常數。當ak= +1 時，信號頻率為f1=fc+1/4Ts，當ak=-1 時，信號頻率為f2=fc-1/4Ts。

2 動態調諧模型的建立

動態調諧原理模型如圖1 所示。在固定調諧電路的基礎上添加一個單刀單擲開關K，開關K 通過MSK 信號碼流對天線調諧系統進行實時控制，ak= +1 時，開關K 閉合，電路諧振于f1，ak= -1 時，開關K 斷開，電路諧振于f2。即通過開關K 控制L2以MSK 基帶信號切換的頻率進出由L1、L2組成的電感耦合網絡，使f1、f2兩路信號始終處于諧振狀態，從而實現了發射天線電路的諧振頻率動態地跟隨發射機激勵頻率的改變而改變，充分利用了天線帶寬，減小了系統功率損失，提高了信息傳輸速率。

圖1 天線動態調諧系統電路

圖1中的開關K 是由MSK 對應的基帶信號控制的，在進行動態調諧之前，需先通過MSK 信號解調出其對應的基帶信號。本文利用LM565 集成鎖相環芯片及峰值保持電路實現了對MSK 信號的靈敏解調。

3 LM565 芯片解調原理

3.1 LM565 芯片介紹［6-7］

LM565 是通用型集成鎖相環，包括一個用于低失真FM解調的穩態高線性電壓控制振蕩器和具有良好載波抑制功能的雙平衡相位檢測器

簡要介紹LM565 中鎖相環的工作原理:鎖相環實現一個相位跟蹤的功能，它主要由3 個部分組成:鑒相器(PD)、環路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)。由壓控振蕩器給出一個信號，這個信號的一部分作為輸出，另一部分通過分頻與相位同步回路的IC 所產生的本振信號進行相位比較，為了保持頻率不變，就要要求相位差不發生改變，若相位差改變，則相位同步回路IC 的電壓輸出端的電壓變化，以此來控制壓控振蕩器，直到相位差恢復原值，從而達到鎖頻的目的。

3.2 鎖相環的捕捉鎖定過程［8］

當輸入信號的頻率與壓控振蕩器的頻率不相等時，在LM565 的鑒相器(PD)中會產生差拍波形，此波形又會饋入鎖相環路去調制壓控振蕩器。當壓控振蕩器頻率接近輸入波形頻率時，差拍頻率降低，此時差拍波形的底部和頂部會越來越平。當壓控振蕩器的頻率遠離輸入頻率時，差頻增加，差拍波形變尖。這種不對稱波形中的直流分量會使壓控振蕩器的頻率不斷接近輸入頻率，直至環路鎖定。環路輸入信號至環路到達鎖定狀態的所需時間稱為捕捉時間。

4 傳統解調電路設計分析

4.1 解調電路信號源的選取

所選信號源為Tektronix 公司所生產的AFG3021B 函數信號發生器，它可發出1 μHz ～25 MHz 的正弦波及各類型調制波形，可實現FSK 速率可調，FSK 兩路信號頻率可調，波形幅度可調等功能［9］，且有波形輸出口和控制電平輸出口，只要按照MSK 所要求的頻率關系來選擇適當的頻率控制字，就可以用實現FSK 同樣的方法來獲得MSK 信號。

4.2 傳統解調電路的設計

首先在LM565 芯片的基礎上添加外圍電路實現MSK 信號的初步解調，在進行初步解調電路的設計時，鑒相器工作在鑒頻狀態，輸入的MSK 調制信號在鑒相器中進行變換，變換后的波形會包含反映瞬時頻率變化的平均分量，而后LM565 的低通濾波器對信號的平均分量進行濾波，輸出即為所得的MSK 解調信號。解調電路的基本框圖如圖2 所示。

圖2 MSK 解調器基本框圖

圖2中，電位器W1，電阻R1、R2組成的電阻網絡確定VCO 的控制電壓uc(t)，電容C0，電位器W2組成的定時電路確定VCO 的固有振蕩頻率ωv

式(2)中:R0為外接定時電阻(Ω);C0為外接定時電容(F)。一般取C0=0.02 μf，7、8 腳之間的電容C1為反饋電容，通常取0.001 μf 至0.01 μf，由C2組成的環路濾波器應保證鑒相器輸出(7 腳)信號中的所有頻率分量均能順利通過，其閉環響應的自然頻寬為

式(3)中:RA=3.6 kΩ(鎖相環內部電阻)，C1為外接濾波電容。對應的阻尼因子為

6 腳接電阻提供參考比較電壓。R3、R4、R5與C3、C4、C5組成輸出低通濾波器可取出7 腳輸出信號的平均分量。在低通濾波器后接一電壓比較器，將解調電壓與LM565 的6 腳輸出電壓進行比較，達到輸出的解調電壓與TTL 電平兼容的目的［10］，確定電壓比較器的型號為LM339。

4.3 解調電路元件參數計算

通常在甚低頻通信中，調制信號一般為中心頻率為20 kHz 的MSK 信號，頻偏要求控制在400 Hz 以內。故取在MSK 中心頻率20 kHz 的條件下計算元件參數。

R1、R2為平衡電阻，通常，500 Ω ＜R1=R2＜2 kΩ，此處取R1=R2=1 kΩ，W1=100 kΩ。

上文已指出，取:C0=0.02 μf，C1=0.001μf。

W2作為調整VCO 固有振蕩頻率的電位器取W2=5 kΩ。調整W2使壓控振蕩器諧振于20 kHz 的中心頻率上。

擬取C2=0.000 1 μf，由式(3)得:

fn＞2f0=40 000(Hz)，滿足電路要求。

對于由3 個電阻和3 個電感組成的低通濾波器，由二階三型低通濾波器的計算得

取C=0.02 μf，求得:R=R3=R4=R5=825 Ω，R6=R3+R4+R5=2 475 Ω。這里，可取R=820 Ω，R6=2.5 kΩ。

由文獻［11］得，壓控振蕩器的頻率若要得到有效地控制，需將由信號源發出的MSK 輸入信號電壓設定為10 mV ＜V2＜100 mV，初步計劃將V2調至50 mV，2 腳的最小電壓:

細調W1，使V2=50 mV。

4.4 解調結果分析

電路搭建完畢后，通過±5 V 開關電源供電，首先微調W1，用萬用表測量LM565 的2 腳電壓，直至達到50 mV 左右，其次調整W2，當W2取值合適時，壓控振蕩器諧振于20 kHz的中心頻率上，解調效果最佳。

MSK 中心頻率為20 kHz，頻偏分別為1 kHz，400 Hz，100 Hz的示波器輸出圖如圖3、圖4、圖5，上半部分TTL 為經過電路解調MSK 對應基帶信號，下半部分TTL 為信號源輸出基帶信號。

從圖3、圖4、圖5 得:當MSK 頻偏在1 kHz 時，解調后TTL 基本對應原始基帶信號，MSK 能被完整地解調出來。當MSK 頻偏為400 Hz 時，解調后TTL 中出現突變成份，說明此時鎖相環對頻率躍變信號的跟蹤性能下降，不能達到鎖定狀態，且頻偏越小，解調效果越差。當MSK 頻偏為100 Hz 時，MSK 已基本不能被解調。為解決此問題，作以下討論。

圖3 1 kHz 頻偏MSK 解調效果

圖4 400 Hz 頻偏MSK 解調效果

圖5 100 Hz 頻偏MSK 解調效果

分析表明，鎖相環實際是一個誤差控制系統，鎖相環相位誤差傳遞函數框圖如圖6［12］。

圖6 鎖相環傳遞函數框圖

在進行相位差計算時，鑒相器可等效為一個比例放大環節，壓控振蕩器可等效為積分環節。故對于鎖相環的低通濾波器部分，經計算該濾波器的傳函可表示為

進而，由圖6 得，該鎖相環的相位傳函為

則鎖相環的相位誤差傳遞函數為

以最簡單的一階環路濾波器為例，令

由式(10)得，鎖相環的動態性能可等效為一個三階控制系統，故響應時間、超調、誤差等特征必然存在，且鎖相環內部的濾波環節對其動態特性也會有影響。故對于頻率瞬變且瞬變幅度較小的信號，鎖相環可能難以實現準確鎖相。

進一步分析MSK 頻偏較小時解調效果較差的原因，在式(4)中，令ω1(t)=ωv+Δω·u(t)，其中u(t)為階躍函數，Δω 為頻率躍變幅度。因Δω 的積分是θ1(t)，滿足θ1(t)=故有:

雖然由式(12)得出系統最終相位誤差為零。實際上系統相位誤差與公式中的參數也密切相關。在環路系統為高增益時:時，相位誤差為零;在環路系統為低增益時:相位誤差將不再為零［13］。故從理論上得出在系統增益較低時，即MSK 頻偏較小時，解調效果將會變差。

從實際輸出圖像證明上結論，取圖3 中a 點為測量點，a點測得為VCO 控制電壓，將a 點接至示波器，將輸出波形與LM339 的MSK 解調后波形比較。由于需觀察輸出波形的直交流分量合成圖像，故將示波器的兩輸入通道設定為AC 模式。分別觀察MSK 頻偏為1 kHz，400 Hz，100 Hz 的輸出對比圖，如圖7、圖8、圖9 所示。

圖7 1 kHz 頻偏對比圖

圖8 400 Hz 頻偏對比圖

圖9 100 Hz 頻偏對比圖

以上3 幅圖像數據中，幅值較小的圖像為VCO 控制電壓輸出波形，TTL 為解調后輸出基帶信號。在MSK 頻偏為1 kHz 時，MSK 兩路信號的相位能夠明顯地被區分出來，且相位差保持一個定值，鎖相環可以達到一個鎖定狀態，解調后的TTL 效果較好。頻偏為400 Hz 時，兩路信號的相位差變小，壓控振蕩器產生漂移，鎖相環的相位跟蹤性能下降，解調后TTL 出現突變毛刺。頻偏為100 Hz 時，兩路信號的相位差基本為零，鎖相環已不能達到鎖定狀態，解調出TTL 效果較差。

4.2 節已提到，甚低頻通信系統要求MSK 頻偏在400 Hz內被完整解調，故采用本節設計的電路并不能在通信要求范圍內有效控制動態調諧開關。本文擬對原始解調電路添加直流再生部分，使峰值電壓始終保持在一定值上，驗證優化后解調電路的解調效果。

5 優化后解調電路的設計與搭建

對于頻偏較小的信號，由于解調輸出信號小，壓控振蕩器的漂移將會造成比較器工作點的漂移而產生誤差［14］。優化后電路為克服上述缺點，在電路上加有直流再生部分，使信號峰值保持在一定值上，旨在克服壓控振蕩器的漂移現象，電路原理圖如圖10 所示。

圖10 靈敏MSK 解調器

圖10 中，LM565 和比較器LM311 構成的解調電路和一般的頻率解調電路基本上是相同的。所不同的是，該電路中A2的3 腳輸入信號不是從LM565 的6 腳取出，而是從峰值保持電路A1取出。在調頻輸入信號的間隔內，A1的輸出為低電平，于是保持電容C6通過A1的低輸出阻抗放電，并保持信號峰值。采用這種直流再生的辦法，盡管壓控振蕩器存在漂移，但峰值保持電路的輸出可以跟蹤，因此，比較器可以正常工作。此電路從理論上來說可實現靈敏解調。進一步從實驗數據證實上文理論，按圖10 搭建電路，調試W2，在示波器上分別觀察MSK 頻偏為400 Hz、200 Hz、100 Hz 時的輸出對比圖，如圖11、圖12、圖13 所示。

圖11 400 Hz 頻偏解調結果對比圖

圖12 200 Hz 頻偏解調結果對比圖

圖13 100 Hz 頻偏解調結果對比圖

以上3 幅圖中，幅值較大的TTL 為MSK 經解調后輸出的基帶信號，幅值稍小圖像為LM565 的VCO 控制電壓輸出信號，幅值最小圖像為VCO 控制電壓經過濾波后信號，MSK頻偏400 Hz 時，解調效果較好，MSK 頻偏縮小為200 Hz 時，解調效果依然很好，當MSK 頻偏為100 Hz 時，解調圖線出現毛刺突變。通過圖7、8、19 與圖11、12、13 的對比，得出優化后的解調電路解調靈敏度明顯好于傳統解調電路，解調靈敏度(MSK 頻偏)提高了約300 Hz，解調出控制動態調諧開關的基帶信號符合甚低頻通信系統的要求。

6 結束語

對于甚低頻發射天線而言，在動態調諧時，電路中的電感量要被精準的控制變化必須有可靠靈敏的解調電路提供控制信號，故對MSK 解調器解調靈敏度的進一步優化是十分必要的。

在傳統鎖相環解調電路的基礎上，添加峰值保持電路，使解調器在解調頻偏較小的MSK 信號時，峰值保持電路的輸出能夠始終跟蹤壓控振蕩器的漂移，進一步通過電壓比較器得到效果良好的解調信號。試驗表明:優化后的MSK 解調器將解調靈敏度提高了約300 Hz，解調出的MSK 基帶信號符合甚低頻發射天線動態調諧所需控制信號的要求。

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