高刷新率高穩定性LED恒流驅動電路的設計

黎官華，王衛東

(桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004)

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高刷新率高穩定性LED恒流驅動電路的設計

黎官華，王衛東*

(桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004)

摘要:為了提升LED顯示屏的畫面質量，設計了一款高刷新率高穩定性LED恒流驅動電路。將一個完整的PWM劃分為32段，通過改進M序列設計了一個新穎的計數器，產生了不規則的PWM提高了視覺刷新率。同時改進帶隙基準源和采用高輸出阻抗電流鏡，提高了電流的穩定性。

關鍵詞:高刷新率;高穩定性;帶隙基準源;電流鏡

LED顯示屏具有節能、環保、色彩鮮艷等優勢被廣泛使用于公共媒體、戶外廣告、亮化工程等領域中。LED驅動電路的性能對LED顯示屏的顯示質量起著至關重要的作用。在LED顯示屏中，視覺刷新率和驅動電流的穩定性影響著畫面的質量。刷新率越高，人眼越不能感覺到畫面的閃爍; LED的亮度和流過它的正向電流有關，要保持LED亮度一致，LED驅動器的輸出電流要穩定。但是由于電源電壓的變化、溫度的變化，LED的性能會受到影響。電壓的波動會引起電流的變化，溫度的變化能夠引起驅動電路中晶體管性能的變化。

1　帶高階度補償的基準電壓源

傳統的帶隙基準源只是進行了一階溫度補償，溫度系數［1］一般在10×10－6/℃左右。基于MOS閾值特性的電壓基準源盡管功耗很低，但是由于載流子具有溫度系數，溫度系數［2］一般在100×10－6/℃左右。兩者各有不足，為了得到更高精度的輸出電壓，需要對傳統的基準源進行高階補償。

假如考慮VBE高階溫度系數，那么VBE的表達式可以寫為［3］:

式中:VG0為絕對溫度時的帶隙電壓，T0為參考溫度，x為集電極電流與溫度相關的階數，在大部分應用中，集電極電流為PTAT電流，所以x等于1。n與工藝以有關，n的值［3］一般在3～4之間。結合式(1)可知，VBE除了含有一階，還含有負的高階項。

工作在亞閾區的NMOS管的亞閾值電流表示為:

式中:n與工藝以有關，K為波爾茲曼常數，q為單位電子電荷量，n=1+Cd/Cox，Cd為耗盡層電容，Cox為單位面積柵氧化層電容KT/q為熱電勢，μ為載流子遷移率，VTH為閾值電壓。當VDS?VT時，式(2)可以寫為:

由式(3)可得:

如果兩個閾值電壓相同MOS管柵源電壓差為ΔVGS，那么

基于MOS閾值特性的電壓基準源溫度系數較高，還和式(5)中的n有關，n的泰勒表達式［4］可以寫為:

式中:E、F、G為正數，同時令:

那么式(5)可以寫成:

式(7)的ΔVGS含有正的高階項，式(1)中的VBE具有負的高階項。因此可以利用兩者具有不同的高階溫度系數，相互進行補償。基于這樣的關系得到改進后的帶隙基準源如圖1所示。

圖1　改進型帶隙基準原理圖

在帶隙核心電路中，Q1和Q2的三極管發射極面積為Q3、Q4、Q5的m倍，這樣可以減小運放的失調電壓對輸出電壓的影響。由于運放的存在，節點X和節點Y具有相同的電位。MP2、MP3、MP4、MP5、MP6的寬長比一樣，此時I1為:

同理在溫度補償電路中Z和節點W具有相同的電位，MP7、MP8、MP9寬長比一樣，N1、N2工作在亞閾區。根據式(7)，同時令:

那么I2為:

輸出電壓為:

式(10)的第一項VBE5具有負的溫度系數，而中括號的項中具既包含了有正的一階溫度系數項，也包含了正的高階溫度補償項，通過調整R1、R2、R3可以得到更高精度的輸出電壓。

2　恒流驅動電路

恒流驅動電路由基準電流產生模塊，高輸出阻抗電流鏡和電流調節模塊構成，Rex端可外接電阻。輸出阻抗是恒流電流鏡的一個重要參數。在LED驅動電路中，驅動電流穩定是保證LED顯示屏顯示質量的一個重要因素。電源電壓的波動、溫度的變化、負載的大小都可能影響到電流鏡的穩定性。提高電流鏡的輸出電阻是提高其穩定性的有效方法。

高輸出阻抗電流鏡模塊中，M1、M3、N1組成一個共源共柵電流鏡。M4、M5、M6、N1組成了一個負反饋回路，所組成的負反饋增益級可以提高輸出阻抗［5］。電流精度也是電流鏡的一個重要指標，電路中的M8、M9、N2、N3可以提高電流鏡的精度。在負反饋回路中，設每個增益級的增益為G，那么電流鏡的輸出阻抗Rout可以由以下公式推出:

圖2　恒流驅動電路

結合式(11)和(12)可得:

3　PWM產生電路

為了提升視覺刷新率，需要對傳統的PWM進行改進。改進的原理是:PWM的占空比由12位灰度數據控制，PWM高電平包含的灰階時鐘(GCLK)周期個數等于灰階數據的十進制值。將一個完整的PWM劃分為32段pwm，每一段pwm含有128個灰度時鐘周期，剛好4 096個GCLK周期。pwm占空比由灰階數據的高7位(MSB)決定，低5位(LSB)進行段選。段數等于LSB對應的十進制值，選中的段順序為:1＞17＞9＞25＞5＞21＞13＞29＞3＞19＞11＞27＞7＞23＞15＞31＞2 ＞18＞10＞26＞6＞22＞14＞30＞4＞20＞12＞28＞8＞24＞16＞32，各段選中狀態及高電平時間如表1所示。

表1　

傳統的PWM在一個刷新周期內，LED點亮和關閉只有一次，只出現一個連續的時間可變點亮脈沖，刷新率會很低，可能給人眼帶來閃爍感。對于任何級別亮度點亮脈沖的起始位置在同一個時間點上，如果所有LED同時被點亮會產生一個很大的電流尖峰，會產生嚴重的電磁干擾［6－7］。S-PWM能提升視覺刷新率，但是當MSB全為0時，刷新率［8］并沒有得到改善。改進后的M序列計數器，經過比較器產生一個亂序的PWM。所謂亂序PWM就是不連續的、波形是無規律的。亂序PWM是將一個完整的周期劃分為若干個不相等的部分，但是劃分后的占空比和和劃分前的占空比一樣，在相同的時鐘頻率和灰階數據下，可以大大提升視覺刷新率。傳統的PWM和亂序的PWM如圖3所示，從圖3可以看出，在相同的占空比情況下，亂序的PWM能夠有效地提升刷新率。

圖3　傳統PWM和亂序PWM

3.1計數器

為了產生亂序的PWM，設計了一個新穎12bit的計數器如圖4所示。計數器由12個D觸發器構成。其中GCLK為計數時鐘，RST為復位信號。當RST為低電平時，各個觸發器的輸出端Q為1。低7位是一個改進型的M序列計數器。N位普通M序列計數器的模為2N－1個計數值，M序列發生器在全為零的狀態下不能自啟動，故會少了一個狀態。7位普通M序列計數器只含有127個GCLK周期，比一個完整的pwm周期少一個GCLK周期。因此可以通過修改M序列的反饋函數使其在全零時能夠自啟動至下一個狀態。這樣就能夠實現一個2N計數。修改后的反饋函數為:

式中:f(x)為普通M序列的線性反饋一位寄存器的特征多項式，對于7位M序列，f(x)表達式為:

每完成一個2N計數周期就產生一個高電平脈沖，作為計數器高5位的計數脈沖。高5位實現模為32的計數，在一個完整的PWM周期內實現模(32×128)計數。

圖4　計數器電路

3.2加法比較器

比較器可由14個全加器構成，如圖5所示。通過上面分析可知，選中的段的pwm的高電平時間比未選中段pwm的高電平時間多1個GCLK周期，因此整個比較器進行兩路數據比較，一路是原始的MSB和計數器的低7位進行比較，產生PWML;另一路是MSB加1后的灰階數據計數器的低7位進行比較，產生PWMH。M序列計數器計數是無序的，因此通過比較器后產生的PWMH和PWML也是無規律的。比較器電路中的加法模塊能夠對數據進行加1計算，實現對MSB數據加1。加法器模塊是由7個半加器構成，輸入信號為G5～G11及CI，其中CI為1，輸出為g5～g11，進位標志F。當F為1時，讓PWMH在一個M序列計數周期都維持高電平，PWMH包含高電平時間包含有128個GCLK周期。

3.3譯碼電路及選擇邏輯電路

譯碼電路及選擇邏輯電路如圖6所示，灰度數據的LSB和計數器的高5位ck8～ck12共同進行段選。根據表1可以發現:選中的段數等于LSB所對應的十進制數值，這和溫度譯碼相似，溫度計譯碼也是輸入的二進制信號所對應的十進制等于輸出“1”的個數，因此對LSB譯碼時采用溫度計譯碼。5位溫度計譯碼可由2位溫度計譯碼和3位溫度計譯碼和行列選擇電路構成。其中2位溫度計譯碼的輸出作為列信號，3位溫度計譯碼的輸出作為行信號，再結合電源和地，就構成了4行8列的陣列，32個輸出;每個輸出端的狀態是由行、列的狀態和行列選擇邏輯電路決定。N位溫度計譯碼有2N－1個“1”輸出，有1個“0”。但是當全部32段被選中時，LSB全為0，而MSB不為0，每一段高電平時間剛好和對應的PWML的占空比一樣。如灰階數據為020h時，PWMH的高電平為2個GCLK周期，而PWML的高電平時間為1個GCLK周期，從表1可以看出，此時每段的高電平時間為1個GCLK，剛好和PWML相對應，即遇到第32段被選中的時，每段的輸出為PWML，即溫度譯碼器的輸入全為“0”，輸出全為“0”。這樣就剛好有32個狀態。圖5中，段譯碼器電路的輸入信號為計數器的計數值高6位，譯碼32個輸出，每一個輸出表示一個包含128個GCLK周期計數段。

圖5　比較器電路

圖6　譯碼電路

圖7　邏輯選擇電路

每一段pwm是PWML還是PWMH，由溫度計譯碼的輸出狀態決定，溫度計譯碼輸出為“1”，則段的輸出為PWMH，否則為PWML。在一個完整的PWM周期中有32段pwm，為了避免紊亂，需要合理安排段的輸出順序，段pwmn在哪一時刻輸出由段譯碼器決定，段譯碼器的P1端輸出為“1”則表示第1段在第一個M序列計數周期輸出。溫度計譯碼的結果和段譯碼的結果共同決定圖7中pw狀態。他們邏輯關系如表2所示，Sn、Pn分別表示溫度譯碼器和段譯碼器的輸出。pwn經過圖7中的PWM合成模塊，得到一個完整的PWM。

表2　Pn、Sn與Pwn的邏輯關系表

4　仿真驗證結果及分析

采用Cadence ADE仿真平臺中的Spectre Verilog數模混合仿真器對電路進行仿真。PWM1、PWM2、PWM3、PWM4分別為輸入灰階數據007h、023h、043h及103h時PWM輸出波形。從PWM1可以看出有7段被選中，剛好等于007h時LSB對應的十進制數值。MSB和LSB位不全為0，選中的段數是其對應的二進制輸出數值。007h、023h、043h 及103h時選中的段數分3，即有3段輸出的是兩路比較器輸出PWMH，剩下29段輸出的是PWML。

圖7是第17段的pwm高電平包含的GCLK周期個數。007h、013h及043h時，17th被選中。其pwm17分別包含有1個、3個、5個GCLK周期。023h 的MSB為0000001，那么比較器輸出中PWMH包含2個GCLK周期，而PWML則包含1個，所以整個PWM的高電平包含有(3×2+29×1)個GCLK周期，和023h對應十進制值35相符合。

采用Cadence Spectre進行仿真，外接電阻為200 Ω時，對電源電壓從4.5 V～5.5 V進行電壓掃描，仿真結果如圖10所示:電流在60.08 mA～60.65 mA變化，最大變化值為0.57 mA，波動百分比為0.94%。在供電電壓為5 V，外接電阻為200 Ω，溫度變化范圍從－45℃～100℃時仿真結果如圖11所示:輸出電流在60.45 mA～61.8 mA變化，最大變化值為1.35 mA，波動百分比為2.2%。性能和文獻［9］的相比如表3所示。

圖8　PWM的仿真結果圖

圖9　第17 顯示段PWM 仿真圖

圖10　電流隨電壓變化仿真圖

圖11　電流隨溫度變化仿真圖

表3　性能比較

從表3可以看出，在相同的電源電壓變化范圍內，文中所設計的電路的電流隨電壓變化波動比文獻［9］更小;盡管電流隨溫度的波動略大于文獻［9］，但是溫度變化范圍不同，文中所設計的電路溫度變化范圍－45℃～100℃，而文獻［9］］只有25℃～85℃。可見在電源電壓波動、溫度變化時，輸出電流具有很高的穩定性。

5　總結

采用了帶高階溫度補償的帶隙基準源和高輸出阻抗電流鏡，提升了恒流驅動電路的穩定性。設計一個新穎的12 bit計數器，將一個完整的PWM顯示周期劃分為32個顯示段，劃分前的PWM和劃分后的PWM占空比相一致，不同的灰階數據每個顯示段包含的GCLK周期個數不同。每一段又生產一個亂序的PWM，大大提升了刷新率。

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王衛東(1956－)，男，漢族，桂林電子科技大學碩士生導師，教授，中國通信學會高級會員，研究方向為模擬集成電路與電流模式電路;

黎官華(1987－)，男，漢族，廣西壯族自治區玉林市人，桂林電子科技大學集成電路工程碩士研究生，研究方向為數模混合集成電路設計，69571294@ qq.com。

Design of a High Accuracy Op-Amps-Avoided Bandgap Reference

ZHU Tiezhu，ZHANG Mingxing，WANG Liangkun，MA Chengyan*
(Institute of Microelectronics，Chinese Academy of Sciences，Beijing 10029，China)

Abstract:A novel high accuracy op-amps-avoided bandgap reference is presented.The circuit exploits an op-ampsavoided feedback loop circuit，which overcomes the systematic mismatch，avoid offset and saves the power dissipation.A second order curvature compensated circuit is designed to lower the temperature coefficient.The proposed bandgap reference has been implemented in 0.35 μm BCD technology.Simulation results shows that it has a 1.194 V of output.The PSRR is－74 dB at 1 kHz and the coefficient is as low as 2.57×10－6/℃over a temperature range from－40℃to 100℃.

Key words:BCD; bandgap reference; op-amps-avoided; second order curvature compensated

中圖分類號:TN432

文獻標識碼:A

文章編號:1005－9490(2015) 03－0531－07

收稿日期:2014－07－26修改日期:2014－08－20

doi:EEACC:722010.3969/j.issn.1005－9490.2015.03.013