雷達通信一體化系統通道間時延影響分析?

(中國電子科技集團公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

雷達和通信是武器平臺廣泛配備的兩種電子系統,雷達通信系統一體化可以在有限的平臺體積和孔徑資源下實現多功能多任務要求,對提高武器平臺的作戰效能具有重要軍事意義,同時對傳感器網絡的發展也有重要作用[1]。

就采用數字相控陣體制的雷達通信一體化系統而言,雷達、通信共信號波形和共射頻前端,通道包含了從天線單元至波束形成輸入端口在內的整個完整饋電鏈路,通道時延通常由單元陣外時延和陣內時延組成[2-3],單元分布位置不同、互連電纜長短不一、同型號元器件性能差異等導致通道間時延出現不一致。系統信噪比惡化影響因素除通道間幅相不一致外還有通道間時延不一致,陣面口徑越大或饋電鏈路越長或瞬時信號帶寬越寬,時延不一致引起的信噪比惡化量越嚴重[4],因此數字相控陣體制雷達通信一體化系統需進行通道間時延不一致的影響分析,為工程實現提供設計依據。

1 數學模型

典型的數字相控陣體制雷達通信一體化系統組成如圖1所示。

圖1 數字相控陣雷達通信一體化系統組成

假設采用擴頻技術,信號波形為完全互補偽隨機碼,通信方式為基于數字空碼分聯合多址的猝發通信,同時支持10個用戶,調制方式為QPSK,且第u個用戶的I分支對應功率、數據和PN碼分別為a u,d u,I,和PN u,I(t),Q支路對應功率、數據和PN碼分別為b u,d u,Q和PN u,Q(t)[5-6],則該用戶發射信號可表示為

式中,A u,θu和φu(t)分別為第u個用戶的通道幅值、載波初相和調制相位。

第k個接收單元輸出信號為

式中,G u,k,δu,k和?u,k分別為第u個用戶到達第k接收單元的接收增益、陣外時延和載波相位。

第k個接收單元對應的接收通道A/D輸入信號可表示為

式中,δk和ψk分別為各用戶通過第k通道(從饋線輸入到A/D輸入)的陣內時延和載波相位。

收發同步后,經過數字下變頻后同相輸出信號為

式中,通道時延τk=δu,k+δk(δu,k為第u個用戶到達第k個接收單元的陣外時延,δk為用戶通過第k個通道的陣內時延),Ts為采樣時鐘,m為整數,代表樣本序號。

比較收發信號的數字表達式可以看出:發射信號經過傳輸后,調制信號被附加了通道時延τk,同時載波信號幅度出現失真并被附加了額外相位?u,k+ψk。

考慮通道增益,第k個通道接收信號可寫成:

式中,A k為第k個通道的增益。

式(7)中的φu(m Ts-τk)是由調制相位φu(t)附加上通道時延τk并經數字化變來,時域上表現為調制數據過零點出現偏移(大小等于τk)。

由于單元位置不同、互連電纜長短不一、同型號元器件性能差異等,通道時延τk值各不同,對應調制數據過零點也不同[7],空分處理時這種時延不一致性直接惡化系統的信噪比。

2 通道間時延不一致性影響分析

為了便于分析,假設:①空分處理采用數字波束形成(Digital Beam Forming,DBF);②通道間時延一致情況下用戶0為期望用戶,采用開環頻域FFT算法后非期望用戶抑制大于13 d B,低信噪比下近似認為非期望用戶等效為噪聲干擾;③假設有32個天線單元,對應32個收發通道,各通道時延τk不等,為分析簡單,假定時延依次遞增且相鄰通道間時延差固定為Δτ。

在以上假設條件下,當通道間時延一致且等幅加權時空分處理后輸出信號為

式中,τ為通道絕對時延,Δθ為DBF處理殘余相位,n″(m Ts-τ)為DBF后輸出噪聲加干擾。由此可見,通道間時延一致時空分處理性能無影響。

當通道間時延不一致(見假設條件③時,空分處理后輸出信號為

由式(9)可以看出:通道間時延不一致時,如果空分處理前不進行時延均衡而直接進行DBF處理,則相當于通道1的信號通過一沖激響應為H(Z)=1+z-1+…+z-31的濾波器,對應頻率響應為

工程實現中通道間時延差通常不滿足假設條件③,為了便于比較,不妨假設通道間時延差的最小分辨單元為Δδ,這樣各通道時延可表示為值得注意的是此時n不一定是整數,各通道相應n不妨取[0 0.5 0.7 1.2 0.4 1.8 0.8 3.0 2.1 2.1 0.2 0.6 1.2 1.8 3.2 0.8 1.8 2.1 0.6 0.9 1.0 1.0 3.5 2.1 1.0 1.8 0.2 0.4 0.9 3.1 2.1 3.0],這樣空分處理后輸出信號為

比較式(9)和式(11)可知:此時DBF輸出信號相當于通道1的信號通過沖激響應為H(Z)=1+2z-0.2+2z-0.4+z-0.5+2z-0.6+z-0.7+2z-0.8+2z-0.9+3z-1.0+2z-1.2+4z-1.8+5z-2.1+2z-3.0+z-3.1+z-3.2+z-3.5的濾波器。

H(Z)表達式中,z的冪級數并不是整數,仿真時可以通過改變上采樣率將z的冪級數變為整數。設上采樣時間為0.1·Δδ,則H(Z)的表達式變為

系統等效模型為

式(12)對應的等效濾波器幅相特性如圖2所示。

圖2 通道間時延不一致等效幅相特性

從該等效濾波器的幅頻和相頻特性可以看出,其幅相非線性對信號影響較大。

綜合以上所述:當通道間時延不一致性時,空分處理前不進行時延均衡而直接進行DBF處理,則輸出信號出現失真,惡化系統誤碼性能。

3 仿真分析

根據以上分析模型,在Simulink中構建的仿真模型如圖3所示。

仿真模型中,第一個采樣保持器的采樣時間為0.1·Δδ,構建濾波器的沖激響應如式(12)所示,用以模擬32個時延的不一致性,最后以信噪比惡化量來衡量通道間時延不一致性對空分處理信號的影響。

仿真采用了QPSK調制,其中成型濾波器因子為0.875,信號傳輸帶寬為6 MHz,Δδ取值為0.2Ts,Ts為符號寬度,通道間時延不一致對空分處理影響的仿真結果如表1所示。

圖3 通道間時延不一致對系統性能影響的仿真模型

表1 誤碼率仿真結果

由此可見:1)通道間時延不一致會惡化信噪比,理論上Eb/N0為10.6 dB時對應的誤碼率為10-6,通道間時延不一致影響后誤碼率為10-2,對應的信噪比惡化5～6 dB;2)提高發射端或解調輸入信噪比而不進行時延均衡,改善不了系統的誤碼性能。

由此可見,工程實現時必須在空分處理前消除通道間時延不一致,即設計時延估計和均衡方案,將通道間時延不一致控制在可接受范圍,保證系統性能滿足要求。

4 結束語

通道間時延不一致是數字相控陣體制雷達通信一體化系統在進行空分處理時面臨的新難題,陣面口徑越大或饋電鏈路越長或瞬時信號帶寬越寬,通道間時延不一致引起的信噪比惡化量越嚴重,工程實現時需結合陣面布局、通道特性和信號帶寬進行時延不一致的影響分析與仿真,在對系統性能有影響的情況下需設計時延估計和均衡方案,保證系統性能滿足要求。

[1]胡飛,崔國龍,孔令講.雷達 通信一體化網絡設計[J].雷達科學與技術,2014,12(5):455-459.HU Fei,CUI Guo-long,KONG Ling-jiang.Network Design of Integrated Radar and Communication System[J].Radar Science and Technology,2014,12(5):455-459.(in Chinese)

[2]TAVIK G C,HILTERBRICK C L,EVINS J B,et al.The Advanced Multifunction RF Concept[J].IEEE Trans on Microwave Theory and Techniques,2005,53(3):1009-1020.

[3]RUSSELL M E.Future of RF Technology and Radars[C]∥IEEE Radar Conference,Boston,MA:[s.n.],2007:11-16.

[4]VAN ROSSUM W L,DE WIT J J M,OTTEN M P G,et al.SMRF Architecture Concepts[J].IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine,2012,26(5):12-17.

[5]李曉柏,楊瑞娟,程偉.多相偽隨機序列在雷達通信一體化中的應用[J].信號處理,2012,28(11):1543-1546.

[6]楊瑞娟,陳小民,李曉柏,等.雷達通信一體化共享信號技術研究[J].空軍預警學院學報,2013,27(1):39-43.

[7]AVANT R.STGT Multiple Access Beamforming System Modeling and Analysis[C]∥Military Communications Conference,San Diego,CA:IEEE,1992:1028-1034.