米波雷達射頻數字化接收機抗干擾設計?

(中國電子科技集團公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

以F-22、F-117A和F-35等為代表的隱身飛機以及反輻射導彈(ARM)是現代雷達面臨的兩個主要威脅[1]。隱身飛機主要采用外形和材料隱身設計技術,縮減雷達散射截面,降低雷達的發現能力,但是隱身目標難以在整個電磁頻譜和所有的觀測方向都保持相同的低可觀測性。國內外相關研究表明,米波段特別是低頻段米波雷達對隱身目標的探測RCS會顯著提高。反輻射武器一般利用目標輻射的電磁或紅外信號進行被動制導,鎖定目標并對其攻擊,受導引頭天線尺寸的限制,反輻射武器攻擊的雷達工作頻段一般比較高,米波特別是米波低頻段不在導引頭制導頻段內。由于上述優勢,米波雷達在國內外得到了飛速的發展和廣泛的應用,比如美國的“靜默哨兵”系列無源多基地雷達[2]和俄羅斯的多波段“天空M”雷達中的VHF波段雷達等,俄羅斯雷達設計師曾宣稱“我們能夠像探測其他飛機一樣清楚地觀測到隱身目標”。

米波頻段充斥著廣播、電視、移動通信等大功率干擾信號,主要包括模擬電視1～4頻道(48.5～84.0 MHz)、調頻廣播(85～110 MHz)、模擬電視6～12頻道(174～216 MHz)、模擬電視13～68頻道(470～566 MHz,606～958 MHz)、數字廣播電視(174～230 MHz,470～862 MHz)等民用通信信號。因此米波段接收機抗干擾設計是米波雷達面臨的一個巨大挑戰。

米波雷達干擾抑制從系統的角度看需要從接收機頻域濾波、空域自適應濾波實現主瓣干擾抑制和副瓣對消[3]、時域干擾對消[4]等多個維度來綜合實現。米波雷達目前都采用射頻數字化技術來實現,射頻數字化接收機對帶外以及帶內鄰頻外界干擾抑制主要方法是從頻域來實現,包括基于頻域多級濾波接收機外界抗干擾抑制設計和基于射頻數字化采樣時鐘優化選擇接收機外界干擾抑制設計兩個方面。

1 基于頻域多級濾波技術接收機抗干擾設計

米波雷達射頻數字化接收機接收通道實現如圖1所示。濾波器主要包括射頻預選濾波器、基于SAW開關濾波器組、基于LTCC低通濾波器和基于FPGA多速率信號處理數字濾波器等幾個部分。

圖1 基于頻域多級濾波器的射頻數字化接收機通道功能框圖

1.1 射頻預選濾波器

射頻預選濾波器位于射頻前端第一級,其插損直接影響接收機的噪聲系數,該濾波器主要用于抑制帶外遠區的強干擾信號防止造成通道阻塞并和后續濾波器一起實現射頻采樣抗混疊濾波。具體設計時采用LC濾波器設計,并采用低噪放1+預選濾波+低噪放2架構,這樣在獲得足夠帶外抑制的同時最小化低噪放模塊噪聲系數,某個頻段雷達射頻預選濾波器的幅頻響應如圖2所示。

1.2 基于SAW(聲表濾波器)開關濾波器組

圖2 射頻預選濾波器幅頻特性

基于SAW開關濾波器組由于其體積小、易于集成、高矩形系數(高Q值)、帶內線性度以及一致性好等優點廣泛應用于米波頻段接收機設計中[5]。在信號密集的環境下當通道增益較高時通道容易飽和,因此需要采用模擬信道化的方法減少同時進入后續放大器的信號數量,提高瞬時動態。基于SAW開關濾波器組子帶濾波器矩形系數K(BW40dB/BW3dB)可達2,因此可以有效抑制帶外干擾以及ADC采樣鏡像頻譜的抑制,一般抑制均大于40 dB。基于SAW開關濾波器組某頻段幾個子帶濾波器的幅頻響應仿真結果如圖3和圖4所示。

圖3 窄帶開關濾波器組子帶濾波器幅頻響應

圖4 寬帶開關濾波器組子帶濾波器幅頻響應

1.3 基于LTCC技術低通濾波器

采用LTCC工藝,疊層結構,體積小,插損小,適合高密度貼裝,具有陡峭的衰減特性利于噪聲抑制。射頻數字化接收機采用的ADC輸入3 dB模擬帶寬一般可以覆蓋整個米波段,而實際工作信號截止頻率并沒有這么寬,因此在ADC輸入端可以通過體積小、插損小的低通濾波器來限制其輸入信號帶寬,通過LTCC低通濾波器并結合ADC輸入接口RC低通濾波器來進一步限制ADC輸入信號的頻率范圍,進而抑制帶外干擾。該濾波器同時還可以對ADC采樣時鐘的諧波進行抑制,防止其進入射頻通道放大器并與輸入信號產生互調干擾。

1.4 基于FPGA多速率信號處理數字濾波器

基于FPGA多速率信號處理濾波器設計是多速率信號處理的核心內容之一[6],對于數字接收來說數字濾波器的作用主要是抽取前數字抗混疊濾波以及過采樣信噪比得益的獲得。射頻直接采樣采樣率比較高,需要通過后續數字正交解調、抽取濾波來獲得與瞬時信號帶寬相匹配的基帶I/Q信號。從前面模擬濾波器分析可知,模擬濾波器如果將頻帶劃分過窄將造成體積和成本大幅度提高,因此廣播電視信號工作頻點附近相鄰頻道干擾只能通過數字濾波器來進行抑制,在信號環境密集的場合需要對相鄰頻道有足夠的抑制,防止抽取后鄰頻道干擾信號折疊到帶內影響輸出的信噪比。

多速率信號處理數字濾波器設計時需要考慮其高效實現,在保證指標的同時最小化資源利用和功耗的消耗。目前多速率數字濾波器的高效實現方式主要有CIC濾波器、半帶濾波器、基于多相結構的高效抽取濾波器等方法實現[7],大抽取比情況下需要通過多級級聯濾波器來實現采樣率轉換、信噪比得益以及干擾抑制,具體實現時要綜合帶內紋波、帶外抑制、實現資源以及功耗等指標來考慮;對鄰頻干擾進行抑制要求濾波器的過渡帶很窄,而濾波器階數與過渡帶寬直接相關,這時可以通過基于半帶濾波器的頻譜屏蔽濾波器或基于互補濾波器的頻譜屏蔽濾波器來獲得窄的過渡帶帶寬,實現鄰頻干擾的抑制。圖5給出了某米波段雷達窄帶系統數字多級級聯濾波器級聯幅頻響應。從圖中可以看出,在信號帶寬為150 k Hz情況下數字濾波器對鄰頻干擾抑制度可達100 dB左右,對帶內遠區干擾抑制將更大。

圖5 數字多級級聯濾波器帶外抑制

2 基于射頻數字化采樣時鐘優化選擇接收機抗干擾設計

采樣時鐘的優化選擇包括時鐘頻率的優化選擇和相關指標的優化選擇。射頻數字化接收機采樣時鐘的選擇首先要考慮滿足帶通采樣定理,另外由于射頻直接采樣ADC模擬帶寬一般比較寬,因此采樣后將有多個奈奎斯特頻帶的信號將混疊到帶內,雖然ADC前有抗混疊濾波器,但是當某個頻帶有強干擾時,抗混疊濾波以及采樣后干擾信號的剩余還有可能會高于目標回波信號的強度,因此在帶外有強干擾的情況下,采樣時鐘的選擇需要考慮避免出現有強干擾頻帶直接通過采樣混疊到工作信號帶內。

假定某雷達的工作頻段為48～110 MHz,因此射頻數字化接收機多級模擬濾波器以及天線響應可以對遠區干擾進行有效抑制,但對于VHF頻段電視頻道6～12頻段(167～216 MHz)的干擾抑制有限,因此采樣時鐘選擇時重點需要考慮避免該頻段信號直接混疊到工作帶內。如果不考慮采樣混疊,可以直接選擇240 MHz采樣時鐘,這時整個信號頻帶位于第一Nyquist帶,但此時VHF頻段電視頻道6～12頻段強干擾信號將由于采樣折疊而進入48～85 MHz的低頻段。因此具體設計時可以考慮使用兩個采樣時鐘或者采樣時鐘切換來保證沒有采樣折疊發生。具體設計時48～85 MHz采用200 MHz采樣時鐘,85～110 MHz采用240 MHz采樣時鐘。各自對應的信號頻帶和鏡像干擾頻段如圖6和圖7所示。

圖6 48～85 MHz信號200 MHz采樣前4個奈奎斯特頻帶

圖7 85～110 MHz信號240 MHz采樣前4個奈奎斯特頻帶

從圖中可以看到,工作在48～85 MHz頻段200 MHz采樣時,調頻廣播以及VHF頻段6～12頻道干擾信號無法通過采樣直接混疊到工作帶內;工作在85～110 MHz頻段240 MHz采樣時,VHF頻段1～4頻道以及6～12頻道干擾信號也無法通過采樣直接混疊到工作帶內。

在信號密集環境下,射頻直接采樣接收機采樣時鐘設計時還需要考慮相位噪聲的影響。多信號采樣時鐘相位噪聲折疊效應會造成相鄰頻道的噪聲疊加到工作信號帶內,特別是信號帶寬較窄且信號比較密集的情況下,圖8給出了多信號采樣相位噪聲折疊效應[8]。由于相位噪聲折疊效應,采樣時鐘設計時對于近區100～200 k Hz附近的噪聲電平要求足夠低,采用高穩定性低相噪晶振以及直接合成方式可以獲得相噪性能優良的采樣時鐘,采用鎖相方法產生采樣時鐘需要對環路濾波器帶寬及其抑制度有較高的要求。

圖8 多信號情況下采樣相位噪聲折疊效應

3 射頻數字化接收機抗干擾實現

圖9給出了米波雷達射頻數字化接收機抗干擾設計的一個具體工程實現,圖10給出了射頻數字化接收機測試結果。

圖9 射頻數字化接收機實物圖

圖10 射頻數字化接收機測試結果

基于上述多級濾波器設計以及采樣率優化選擇方法設計的射頻數字化接收機,在射頻通道未飽和阻塞情況下,帶外干擾抑制大于240 dB,帶內遠區干擾抑制大于160 d B,帶內鄰頻干擾抑制大于100 dB。

4 結束語

米波雷達由于其頻段反隱身以及一般不在反輻射導彈制導頻段內等優勢,近年來在國內外都得到了飛速發展和廣泛應用,但是由于米波頻段內有大量廣播電視等強干擾信號,因此米波雷達接收機必須解決抗干擾設計問題。本文給出了基于頻域的多級濾波技術以及基于射頻數字化采樣時鐘優化選擇的接收機外界干擾抑制方法,并成功應用于米波雷達射頻數字化接收機設計中,可以有效抑制接收機工作頻帶外以及頻帶內鄰頻等干擾信號。

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