考慮運算放大器帶寬限制包絡線跟蹤電源的前饋控制策略

郗 煥 金 茜 阮新波

（南京航空航天大學航空科技重點實驗室 南京 210006）

1 引言

功率放大器（Power Amplifier,PA）在移動通信手機基站中承擔著重要的作用，同時其功率消耗也達到基站功率的50%[1]。傳統的移動通信采用諸如頻移鍵控和相移鍵控等數字調制方式，其PA的射頻（Radio Frequency,RF）輸入信號的包絡線幅值是恒定的，采用恒定電壓供電的非線性PA可以對信號實現高效的放大。然而，隨著移動通信用戶數量的迅猛增長以及人們對數據傳輸率要求的進一步提高，第三代（3rd Generation,3G）移動通信是發展的必然趨勢。與傳統方式不同，3G通信采用諸如正交相移鍵控和正交幅值調制等調制方式，數據脈沖的包絡線不再恒定不變。若仍采用恒定電壓為PA供電，則會產生較大的功率損耗，PA的效率僅為15%左右[1]。因此，較好的供電策略應為供電電壓跟隨RF輸入信號包絡線的變化而變化，即采用包絡線跟蹤技術（Envelope Tracking,ET）[2]，其供電方式示意圖如圖1所示。

圖1 ET供電方式示意圖Fig.1 Diagram of envelop tracking power supply

據相關研究報道，對一個歐洲典型通信網絡而言，3G通信時采用ET技術，將比傳統供電方式減少28MW的功率消耗，并且每年可以節省3 000萬美元的電費開支，減少11萬噸的CO2排放[3]。因此，ET技術的研究不僅具有巨大的社會經濟價值，對保護環境和減弱溫室效應也具有重要的現實意義。

由于ET電源所需跟蹤的是RF信號的包絡線，因此其必須滿足高帶寬（最高達幾十兆赫茲）的要求；同時由于應用于手機基站場合，其峰值輸出功率和平均輸出功率最大需要達到幾百瓦量級。因此，ET電源的設計面臨嚴峻的挑戰。

文獻[4]提出用單個Boost 變換器實現基于CDMA IS—1995標準下RF包絡線信號的跟蹤，這種方式結構和控制都比較簡單。然而，為達到1.22MHz的跟蹤帶寬，變換器的開關頻率為10MHz。要實現如此快速的開關動作，普通的晶體管或MOSFET無法滿足要求，需要選用特殊的開關器件，如異質結雙極型晶體管（Heterojunction Bipolar Transistor,HBT）。但是，這類開關器件的開關速度和處理功率能力往往不可兼得。文獻[4]中變換器的輸出功率僅為1W，比較適用于手機本體等功率較小的應用場合。文獻[5]提出的基于FPGA控制的Buck變換器方案，文獻[6]提出的交錯并聯方案以及文獻[7]提出的三電平方案，其輸出功率都得到了提高，但受到開關頻率的限制，變換器的跟蹤帶寬都相對較低。并且，采用開關電源直接跟蹤時，開關紋波會降低輸出信噪比（Signal-to-Noise Ratio,SNR）。引入高階濾波器[8]雖然可以提高輸出電壓的質量，但變換器的動態性能會受到一定的影響。

為了在獲得高效率的同時獲得高的輸出電壓線性度，可以采用開關電源和線性電源組合的方式來實現ET功能，其中開關電源的變換效率高，提供絕大部分的負載功率；而線性電源的變換效率低，只提供少部分的功率，其主要作用是提高ET電源的輸出電壓波形的質量。開關電源和線性電源的組合既可為串聯，也可為并聯；開關電源和線性電源既可為電壓型輸出，也可為電流型輸出。因此，它們的組合方式有四類[9]：電壓型輸出的開關電源與電壓型輸出或電流型輸出的線性電源相串聯（分別定義其為結構Ⅰ和結構Ⅱ）、電流型輸出的開關電源與電壓型或電流型輸出的線性電源相并聯（分別定義其為結構Ⅲ和結構Ⅳ）。由于ET電源是電壓型輸出，因此一般采用結構Ⅰ和結構Ⅲ。文獻[10-12]提出的開關電源與線性電源并聯方案屬于結構Ⅲ。文獻[13]將上述方案中的線性電源替換為“快速變換器”，即為兩個不同帶寬的開關電源并聯。這種方案相對于前者的優勢在于開關電源可以比線性電源處理更高的功率，但是其輸出電壓的線性度有所降低。實際上，上述各方案都是將系統劃分成能量傳遞與輸出調節兩個功能單元[14]。其中，能量傳遞部分要求功率變換的效率高；輸出調節部分則要求輸出波形的線性度好。然而，線性電源或快速變換器作為輸出調節部分，其提供的功率不能太大，否則就會產生較大的損耗，從而失去ET應用的意義。所以，這部分只能提供相對參考信號更高頻的少量功率成分。換言之，由開關電源構成的能量傳遞部分必須能夠基本滿足系統帶寬范圍內的動態功率要求，這就與用單個開關電源跟蹤的情況一樣，開關頻率也至少需要做到參考信號的5～10倍以上[15]，因此這些方案的跟蹤帶寬也基本在幾十千赫茲以下。

本文選用電壓型輸出的開關電源與電壓型輸出的線性電源相串聯的結構。其中，開關電源部分采用多電平開關切換結構，它可以以同樣的開關頻率獲得更高的跟蹤帶寬；線性電源部分采用A類放大器。在此電路結構基礎上，本文分析了基本控制方法中，閉環無法有效抑制擾動電壓影響的原因，并提出階梯波電壓前饋的控制策略。考慮到運算放大器的線性放大能力受其帶寬的限制，本文提出運算放大器級聯的頻率補償方法以提高其等效級聯帶寬。在此基礎上，引入輸出電壓高頻尖峰抑制環節消除高頻擾動電壓對輸出的影響，進一步提高輸出電壓波形的質量。本文最后研制了一臺以頻率為300kHz、1～3.2V正弦波信號為參考電壓，10～32V輸出，峰值功率50W 的ET 電源原理樣機。實驗結果表明了所提方案的有效性。

2 基本電路結構及控制策略

前面已提到，本文的ET電源采用開關電源和線性電源相串聯的結構，其中開關電源部分采用多電平開關切換結構。該結構根據所需跟蹤的包絡線幅值，選擇一系列與之最接近的電平進行擬合。當電平數足夠多時，就可以較好地擬合出包絡線的形狀，達到包絡線跟蹤的目的[16-20]。圖2給出了多電平開關切換結構階梯波產生的原理，它通過比較參考信號vref與設定的不同閾值電壓Vset1～Vsetn，獲得選通開關SW1～SWn的控制信號S1～Sn，從而得到與參考信號形狀相近的多電平電壓vo_multi。假設V1＞V2＞…＞Vn，當加入阻斷二極管VD2～VDn后，切換方案1可以改為切換方案2，該方案不僅可以省去一個選通開關，并且各選通開關在一個參考信號周期內只需開關一次，這有利于提高ET電源的帶寬。

圖2 多電平開關切換結構原理圖Fig.2 Schematic diagram of step-wave generation in multilevel structure

由于本文所需線性電源為單方向輸出電流，因此這里選用A類放大器，其電路原理示意圖如圖3所示。其中，Vlinear為漏極偏置電壓，RL為負載電阻，vref_linear為線性電源的參考電壓，vo_linear為輸出電壓。在閉環控制時，柵極偏置電壓由系統電壓調節器的輸出提供。這種接法又稱源極跟隨器，其電壓傳遞函數近似為1[21]。

圖3 線性電源電路原理示意圖Fig.3 Schematic diagram of linear power supply

多電平開關切換結構與線性電源串聯有兩種可能的形式，即以線性電源的地為輸出地，或以多電平開關切換部分的地為輸出地。如采用前者，則參考信號需要進行隔離后送給多電平開關切換部分的控制電路；而若采用后者，則參考信號、多電平開關切換控制電路以及輸出電壓調節器自然共地。本文選擇后者，如圖4 所示。其中多電平開關切換部分為開環控制，并采用切換方案2，輸出電壓為vo_multi。線性電源采用閉環控制。電壓調節器的輸出經過信號傳遞環節作為線性電源的參考電壓，線性電源的輸出電壓為vo_linear。

圖4 串聯結構電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of series connected configuration

根據圖4可以得到ET電源的控制框圖，如圖5所示。其中，vo(s)為輸出電壓，它經過輸出采樣環節H(s)，與參考信號vref(s)進行比較，其誤差信號送給電壓調節器Gv(s)。由于電壓調節器與線性電源不共地，因此采用差分放大器（以下稱K1環節）來傳遞電壓調節器的輸出電壓。在設計K1環節時，主要考慮匹配兩個“地”之間的電動勢差，以保證運算放大器自身的正常工作。由于電壓調節器的輸出具有一定的動態變化范圍，為保證其與確定的輸出電壓間具有合適的增益，當K1環節確定以后，需要加入一個K2環節進行增益匹配。K2環節的輸出作為線性電源的參考電壓。Glin(s)是線性電源的電壓傳遞函數，其輸出為vo_linear(s)。前面已提到，線性電源采用源級跟隨器形式，那么Glin(s)≈1，下文中直接以1代替。vo_multi(s)為由多電平開關切換部分得到的階梯波電壓，與vo_linear(s)串聯疊加后得到最終的輸出電壓。

圖5 ET電源控制框圖Fig.5 Control block diagram of ET power supply

根據圖5，可以推得輸出電壓vo(s)的表達式為

式中，T(s)為環路增益，T(s)=Gv(s)K1K2Glin(s)H(s)。

由式（1）可知，輸出電壓vo(s)是參考信號vref(s)以及階梯波電壓vo_multi(s)的函數。為使輸出電壓很好地跟蹤參考信號而不受階梯波電壓的影響，環路增益T(s)的幅值必須盡量取大。但是，由于vo_multi(s)為階梯波電壓，其頻率分量非常豐富，而環路增益T(s)的幅值無法滿足所有頻率范圍內均遠大于1的要求，因此無法得到期望的理想輸出波形。

3 階梯波電壓前饋控制策略

3.1 前饋控制策略的提出

根據式（1），如果引入如圖6a 中虛線所示的前饋通路，就可以消除vo_multi(s)對輸出電壓的影響。進一步，將前饋點從線性電源輸出端前移到電壓調節器輸出端，并將其前饋系數調整為K3=1/(K1K2)，如圖6b 所示。則有

也就是說，加入vo_multi(s)前饋以后，輸出電壓vo(s)僅與參考信號vref(s)有關。

圖6 前饋控制策略框圖Fig.6 Block diagram of feed-forward control strategy

3.2 前饋控制策略的實現

由圖6b 可知，vo_Gv為電壓調節器的輸出電壓，若設K1K2=K，則引入前饋后有vo_GvK=vo。對于確定的vo，vo_Gv與K的取值成反比關系，在保證電壓調節器Gv不飽和的前提下盡量取大vo_Gv可以獲得較低的K。根據電壓反饋型運算放大器帶寬增益積不變原理，較低的增益K將獲得較高的運算放大器級聯等效帶寬[21]。K值確定以后，可相應確定K3=1/K。

圖7 為圖6b 中K1和K2電路圖，其中，vff為K3環節的輸出電壓，lin_gnd為線性電源的地，也是階梯波電壓vo_multi的正極。由圖7可知：K1=R2/R1，K2=R4/R3。

圖7 K1和K2環節電路連接原理圖Fig.7 Circuit of K1and K2amplifiers

由于K1環節為差分放大器，為保證其正常工作，其輸入電壓幅值應低于其供電電壓，即

式中，VCC2為K1運算放大器的正向供電電壓。

當vo_Gv為電壓調節器的負飽和輸出電壓-VCC1，同時vlin_gnd為vo_multi最高幅值時，K1運算放大器的同相輸入端電壓幅值最高，因此K1的取值應滿足

當K1確定以后，可相應確定K2=K/K1。

圖8 給出了加入前饋前后輸出電壓的仿真波形對比。從圖中可以看出，加入前饋之前，vo_multi中的高頻分量導致輸出電壓上出現尖峰電壓。加入前饋以后，輸出電壓上的高頻尖峰電壓消除了，這與上述理論分析相一致。

圖8 加與不加前饋時輸出電壓仿真波形對比Fig.8 Simulation waveforms of output voltage with and without feed-forward control strategy

4 考慮運算放大器帶寬限制的前饋控制策略

4.1 運算放大器級聯頻率補償

由圖8 的仿真結果可以看出，前饋控制策略確實是有效的，不過這里采用的是理想運算放大器。實際運算放大器存在帶寬限制，它表現為低通濾波器的特性[21]，因此，K1～K3環節中的運算放大器會對vo_multi信號的高頻分量造成幅值衰減和相位滯后，從而導致輸出電壓上高頻分量不能完全抵消，即仍然存在高頻尖峰電壓。

為表示實際運算放大器的放大能力受運算放大器帶寬限制影響的特性，將前面的比例環節加入極點模型重新考慮（為簡化分析，忽略運算放大器高頻極點的影響），這樣圖6 的控制框圖修正為圖9，其中，各環節中分母項（T1s+1）、（T2s+1）、（T3s+1）分別代表三個運算放大器的等效主極點，各極點頻率分別為[21]

式中，GBW1、GBW2和GBW3分別為K1、K2和K3倍運算放大器的帶寬增益積。

帶寬增益積是運算放大器的一個重要特征參數，它是閉環增益與該增益下帶寬的乘積。電壓反饋型運算放大器的帶寬增益積為一定值[21]。

圖9 考慮運算放大器帶寬限制時的前饋控制策略框圖Fig.9 Block diagram of feed-forward control when bandwidth limitations in practical operational amplifiers are concerned

從圖9中可以看出，vo_multi經過前饋通路中三級運算放大器的濾波，高頻分量必然會受到影響。為解決這個問題，本文提出在前饋通路中進行頻率補償，以提升整個前饋通路的有效帶寬。這里，有效帶寬是指經過前饋通路后不僅幅值未被衰減，而且相位也不發生改變的最高頻率。在伯德圖中，極點的幅值從極點頻率處開始衰減，而相角則在極點頻率10倍頻程之前就開始發生相移[22]。因此，前饋通路有效帶寬比一般意義的帶寬定義更為嚴苛。

若設三個運算放大器中最低的等效主極點頻率為fpmain，則為獲得最寬的頻率補償范圍，應選擇帶寬最高的運算放大器，在fpmain處加入零點。需要注意的是，在加入零點的同時，應距其至少十倍頻程之后加入一個極點，以確保運算放大器自身負反饋的穩定[23]，稱該極點為穩定極點。

4.2 輸出電壓高頻尖峰抑制

對級聯運算放大器進行頻率補償可以擴展前饋通路的有效帶寬，但是在加入零點的同時需要加入穩定極點，由此導致該有效帶寬的擴展受到限制，也就是說，vo_multi中高于穩定極點的頻率分量仍然不能抵消。

vo_multi是個階梯波，它包含豐富的高頻分量。為了減少高頻分量，可以加入一個LC濾波器。圖10給出了加入LC濾波器后的電路示意圖及其等效電路圖。

圖10 加LC濾波器時的電路及等效電路Fig.10 Schematic diagram when LC filter is applied and simplified overall system equivalent circuit

由圖10b 可得

圖11 加LC濾波器且前饋電壓為時的系統控制框圖Fig.11 System block diagram when feed-forwarding the voltage under LC filter appliance

由圖11可知，如果能夠將LC濾波器的截止頻率設置在前饋通路有效帶寬以下，則中包含的頻率分量經過前饋通路后，幅值和相位均不會發生改變，那么輸出電壓上的尖峰電壓即可通過前饋完全抵消。但是，此時LC濾波器的截止頻率需要設計得比較低，這會導致基波出現較大的相位滯后。這部分相位滯后會使線性電源在提供高頻分量的同時，還要提供一個超前于參考信號的基波分量，這會增加線性電源的損耗。若需要補償的相位過大，還有可能造成運算放大器飽和，導致整個前饋控制策略的失效。

圖12 加LC濾波器且前饋電壓為vo_multi時的系統控制框圖Fig.12 System block diagram when feed-forwarding the vo_multivoltage under LC filter appliance

若將前饋電壓改為vo_multi，則控制框圖如圖12所示。這種前饋方式與前者的區別在于，vo_multi直接進入前饋通路，雖然其幅值和相位會發生一定的衰減和滯后，但如果該衰減和滯后的特性與vo_multi經過LC濾波器后的衰減和滯后特性相同，則vo_multi經過這兩條通路后幅值相等，相位相反，從而相互抵消。與前述方案相比，將vo_multi作為前饋電壓可以使LC濾波器的輸出保留更多的高頻分量，這樣LC可以更小，因而對基波影響更小。

根據圖12，可得輸出電壓的表達式

式中，TLC(s)為LC濾波器的傳遞函數；Tff(s)為前饋通路傳遞函數，其表達式為

其中，T(s)為環路增益，其表達式為

由式（9）可以看出，只要TLC(s)≈Tff(s)，就可消除vo_multi對vo的影響。因此，合理設計LC濾波器可以使擾動電壓到輸出電壓的兩條通路的傳遞函數相抵消。

令式（9）中vref(s)=0并代入式（8），可得LC濾波器對基波以外頻率分量的傳遞函數為

式中，ω1代表基波角頻率。

將式（12）代入式（9），可以得到階梯波電壓到輸出的傳遞函數Gmulti-vo為

另一方面，當只考慮基波分量時，參考信號與階梯波電壓同時作用于電路。此時可近似認為階梯波電壓基波與參考信號只存在H倍的比例關系。因此可設vref(s=jω1)=Hvo_multi(s=jω1)，則聯立式（8）和式（9）可得LC濾波器對基波分量的傳遞函數為

因此，要消除vo_multi中高頻分量對vo的影響，LC的設計原則為保證式（13）中Gmulti-vo的幅值＜＜-1，并且式（14）中對基波造成的相移盡可能小。

5 設計實例

為了驗證前面所提出的方法，下面以一臺原理樣機為例說明具體的設計過程。原理樣機的主要技術指標為：參考信號：1～3.2V正弦波；輸出電壓：10～32V正弦波；跟蹤頻率：300kHz；負載電阻：22Ω。

電路中采用10～32V六電平階梯波電壓，相鄰電平間為等電勢差，均為4.4V。

5.1 前饋通路設計

前饋通路中運算放大器選擇電壓反饋型運算放大器，因為它比電流反饋型運算放大器的精度更高，且反饋電阻的選擇更加自由[22]。本文選擇OPA3690作為電壓調節器Gv和前饋環節K3的運算放大器，其帶寬為500MHz，供電電壓為±5V。

前面已指出，在保證調節器Gv不飽和的前提下應盡量使vo_Gv較大，以獲得較高的運算放大器級聯等效帶寬。OPA3690在全溫度范圍內的飽和電壓為3.6～4V[23]，而vo為10～32V，因此選擇K=K1K2=10，此時vo_Gv幅值的變化范圍略高于1～3.2V，那么前饋系數K3=1/K=0.1。

若K1環節也選擇500MHz以上帶寬的運算放大器，則其供電電壓一般為±5V或更低，根據式（4）可知K1＜0.15，即K2＞66。如此高的增益不利于保證前饋通路高帶寬的設計，且由于K2運算放大器的輸出需為線性電源提供柵源極間的直流偏置電壓VGSQ，一般為2V左右，因此即使在理想情況下，K2運算放大器的輸出電壓也已接近于5V。為此這里選取±15V供電的LM7171作為K1及K2的運算放大器，其帶寬約為200MHz。此時可求得K1＜0.6。考慮一定裕量，這里取K1=0.5，相應的，K2=K/K1=20。

5.2 運算放大器級聯頻率補償設計

前饋通路各環節增益確定以后，可以根據式（5）～式（7）求出K1～K3運算放大器的等效主極點分別為fp1=133MHz、fp2=9.5MHz和fp3=455MHz，其中K2運算放大器的等效極點最低。圖13 給出了K1～K3運算放大器以及三個運算放大器級聯后Tfk的幅相曲線。可以看出，運算放大器級聯后幅值從10MHz 左右開始明顯衰減，而在1MHz 相位已出現明顯滯后。這說明前饋通路的有效帶寬在1MHz 以下，這極大地限制了前饋控制策略的實現效果。

圖13 K1～K3運算放大器以及Tfk的幅相曲線Fig.13 Bode plots of K1～K3amplifiers and Tfk

為擴展級聯運算放大器的帶寬，這里用帶寬最高的K3運算放大器對K2運算放大器的等效主極點進行補償，零點頻率設置于9.5MHz。圖14給出了K1、K2和頻率補償后的運算放大器以及三運算放大器級聯后的幅相曲線，從中可以看出，在前饋環節中加入9.5MHz零點后，運算放大器的幅頻曲線在該頻率處開始以20dB/dec 斜率上升，這與K2在該極點處造成的幅值衰減相抵消，同時相角也得到了相應的補償。這樣，級聯運算放大器的有效帶寬得到擴大，達到10MHz左右。然而由于穩定極點的加入，運算放大器的幅頻曲線在100MHz左右便不再上升，這使得頻率補償效果在高頻范圍仍然受到限制。

圖14 K1、K2、 運算放大器以及 的幅相曲線Fig.14 Bode plots of K1,K2, amplifiers,and

圖15給出了考慮運算放大器帶寬限制時，頻率補償前后輸出電壓交流分量的頻譜圖對比，從中可以看出，加入頻率補償以后，輸出電壓10MHz以下的諧波分量大大衰減，而10MHz以上的諧波分量衰減程度逐漸減弱，到100MHz左右，加入頻率補償前后，高頻分量幾乎沒有變化。這說明，頻率補償擴展了前饋通路的有效帶寬，輸出電壓在有效帶寬內的高頻分量得到了較大程度地抵消，但對高頻分量仍然不能有效抑制。

圖15 頻率補償前后輸出電壓交流分量頻譜圖對比Fig.15 Spectrum of output voltage ac components with and without frequency compensation scheme applied

5.3 輸出電壓高頻尖峰抑制設計

加入LC濾波器時，為減小無功電流，電容C應盡量取小，實際電路中取C=10pF；電感L的取值則需折衷考慮對vo_multi中高頻分量的抵消效果和對基波造成的相位滯后。根據式（13）和式（14），圖16和圖17分別給出了C=10pF，不同L值時，vo_multi到vo的傳遞函數曲線和基波經過LC濾波器后的相移大小。綜合圖16和圖17，選擇L=1μH，此時vo_multi到vo的傳遞函數幅值基本都在-20dB以下，對基波造成的相移約為5?，符合設計要求。

圖16 C=10pF，不同L值時Gmulti-vo的幅頻曲線Fig.16 Amplitude-frequency curve of Gmulti-vowhen C=10pF and alternative inductance

圖17 C=10pF，不同L值時基波經過LC濾波器后的相移曲線Fig.17 Phase changing with C=10pF and alternative inductance when fundamental wave passed through LC filter

圖18 頻率補償基礎上加入TLC后關鍵波形頻譜圖Fig.18 Key spectrum waveforms with frequency compensation scheme and TLCfilter applied

6 實驗驗證

為了對理論分析進行驗證，在實驗室完成了一臺原理樣機，其主要性能參數已在第5節中技術指標部分給出。

圖19給出了不加前饋時輸出電壓vo、階梯波電壓vo_multi以及線性電源輸出電壓vo_linear的波形。從圖中可以看出，輸出電壓上的尖峰電壓幅值很高，波形的正弦度也不是很好。

圖19 不加前饋控制策略時關鍵電壓波形Fig.19 Key voltage waveforms without feed-forward control strategy

圖20給出了加入前饋控制策略時三種不同情況下的關鍵實驗波形，分別為：①只加入頻率補償環節；②只加入輸出電壓高頻尖峰抑制環節；③同時加入頻率補償和高頻尖峰抑制環節。從圖中可以看出，只加入頻率補償環節時，輸出電壓上的尖峰電壓明顯減小，并且尖峰的寬度也變窄了，波形的正弦度得到了提高；只加入輸出電壓高頻尖峰抑制環節時，輸出電壓上的高頻尖峰電壓基本消除，但波形的正弦度并不好。這是因為不加頻率補償環節時，前饋通路的有效帶寬較窄，同樣的LC參數下，LC濾波器與前饋通路的衰減特性不能匹配。若要提高輸出電壓波形的正弦度，需要進一步降低LC濾波器的截止頻率，即增大電感值，這顯然會增大基波的延時；當同時加入頻率補償以及輸出電壓高頻尖峰抑制環節以后，輸出電壓上的尖峰電壓得到了消除，并且波形具有良好的正弦度。同時，由LC濾波器前后的電壓波形可以看出，該環節的引入對階梯波電壓幅值和相位的影響都比較小。

圖20 前饋控制策略下三種不同情況關鍵電壓波形Fig.20 Key voltage waveforms with feed-forward control strategy in three different situations

上述實驗結果表明：運算放大器頻率補償方法可以擴展運算放大器級聯的等效帶寬，減小輸出電壓上的尖峰電壓。在此基礎上，應用輸出電壓高頻尖峰抑制方法可以消除階梯波電壓中高頻分量對輸出電壓的影響，獲得良好的輸出電壓線性度，并且對基波造成的相移很小。

7 結論

為提高3G通信中功率放大器供電電源的效率，本文提出多電平開關切換結構與線性電源串聯構成ET電源的方案。該方案可以使電路中開關速度最快的選通開關的開關頻率等于參考信號的頻率。與其他現有方法相比，該方案可以用同樣的開關頻率獲得更高的跟蹤帶寬。

由于ET 電源基本控制策略中，閉環無法有效抑制擾動電壓對輸出電壓的影響，本文提出了階梯波電壓前饋的控制策略。為克服實際電路中運算放大器的線性放大能力受其帶寬限制的影響，本文提出運算放大器級聯頻率補償方法以擴展其等效級聯帶寬。在此基礎上，應用輸出電壓高頻尖峰抑制方法可以匹配階梯波電壓到輸出電壓間兩條通路的傳遞函數，消除階梯波電壓中高頻分量對輸出電壓的影響。通過合理設計參數，輸出電壓高頻尖峰抑制環節的引入不會對基波電壓造成較大影響。綜合應用上述兩種方法，可以在實際電路中實現較為理想的前饋控制效果，得到較好的跟蹤電壓波形，從而實現以300kHz 的開關頻率獲得300kHz 跟蹤帶寬的目標。

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