基于Switch-Capacitor 網絡實現分時供電的多輸入升壓變換器

侯世英 陳劍飛 孫 韜 陳 復 唐榮波

（1.重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室 重慶 400044 2.重慶水利電力職業技術學院 重慶 402160）

1 引言

化石能源作為不可再生能源正日益枯竭，它所造成的環境污染日益嚴重。新能源（如風電，太陽能，燃料電池等）具有廉價、可靠、清潔無污染、能源豐富的特點，在分布式發電領域展現出了良好的市場前景[1]。然而，大多數新能源受環境和天氣的限制，存在隨機性和間歇性的特點，因此通常將多種具有互補特性的新能源發電單元結合起來，構成新能源聯合發電系統，向用戶提供穩定連續的電能。

在傳統的新能源聯合發電系統中，每種能源形式均需要一個DC/DC 變換器，將各能源變換成直流電壓輸出，并聯在公共的直流母線上，供給直流負載，然而存在變換器電路結構復雜、成本較高等缺點。為了簡化電路結構、降低系統成本，可以用一個多輸入直流變換器（Multi-Input DC/DC Converter,MIC）代替多個單輸入直流變換器。MIC 允許多種能源輸入，輸入源的性質可以相同，也可以差別很大，多輸入源可以分別或同時向負載供電（即分時供電或同時供電），因此提高了系統的穩定性和靈活性，實現能源的優先利用，并且降低系統成本[1-3]。另外，由于太陽能、燃料電池等新能源裝置的輸出電壓較低，為了實現較高的直流母線電壓輸出，必須使得新能源裝置與直流母線電壓之間的MIC 兼具較大的升壓能力。

隨著新能源聯合發電系統的日益發展，MIC 引起了國內外眾多學者的關注，并陸續開展了相關的研究工作，提出了各種各樣的MIC 電路拓撲[4-15]。其中，文獻[4-8]立足于6 種基本的PWM 變換器，通過添加電壓緩沖單元或電流緩沖單元構成相應的MIC，該方法易于理解，為構建MIC 提供了系統性的理論指導；文獻[9,10]針對傳統的Buck 和Boost變換器，提出了雙輸入Buck 變換器和雙輸入Boost變換器，既能實現多個輸入源分時供電，又能夠實現同時供電，但是雙輸入Buck 變換器的控制電路復雜且不具有升壓能力，而雙輸入Boost 變換器由于其升壓能力有限而不能發揮很好的作用；文獻[11-14]提出多輸入全橋變換器，既能實現大功率輸出，還能實現輸入源與負載之間的電氣隔離，但開關器件太多，開關損耗大、效率低，雖然采用軟開關技術減小了一部分損耗，但導致電路結構復雜，控制困難；文獻[15-17]通過輸出并聯或拓撲組合的方式實現多路新能源輸入，但是開關管電壓應力較大，控制相對復雜，且電路中的元器件利用率低。

針對新能源聯合發電系統對MIC 的升壓能力、控制復雜度、開關應力、轉換效率和元器件利用率的要求，本文在已有的研究基礎之上[18]，提出了一種基于Switch-Capacitor 網絡實現分時供電的多輸入升壓變換器。該變換器由多個 Switch-Capacitor網絡相互并聯組成，通過每兩個相鄰網絡之間電容并聯的方式實現能量的傳遞，使得每個網絡中的電容電壓大小相等，并通過所有網絡中的電容電壓累加的方式實現較大的輸出電壓，具有較高的升壓能力，同時所有開關管由同一控制信號隔離驅動，控制電路簡單，且元器件電壓應力小。

2 Switch-Capacitor 網絡

圖1 給出了傳統Boost 變換器的兩種電路拓撲形式。在傳統Boost 變換器的兩種電路拓撲結構上，加入兩個交叉電容和一個輸出濾波電感，要求這兩個電容的規格參數相同，可以構成一種新型升壓變換器，簡稱為單開關升壓變換器，其電路拓撲如圖2 所示，由三部分組成：前級 Boost 升壓電路，Switch-Capacitor 網絡和后級LC 濾波電路。在圖2中，該變換器中的電感L1、開關管S 和二極管VD1或VD2構成傳統Boost 電路的兩種電路拓撲形式，實現前級升壓的作用；由電容C1、C2和二極管VD1、VD2構成的Switch-Capacitor 網絡，實現再次升壓的目的；輸出濾波電感Lo和輸出濾波電容Co構成LC濾波電路，實現輸出濾波作用。需要說明的是，前級Boost 升壓和Switch-Capacitor 網絡升壓是同時進行的，所以該變換器其實是一個單級升壓電路。

圖1 Boost 變換器的兩種電路拓撲形式Fig.1 Two circuit topologies of Boost converter

圖2 單開關升壓變換器拓撲Fig.2 Topology of the single-switch step-up converter

圖3 給出了Switch-Capacitor 網絡的電路拓撲，其中圖3a 為單個Switch-Capacitor 網絡，圖3b為多個網絡組合而成的Switch-Capacitor 網絡組，其中每兩個相鄰網絡共用一個二極管。在每個網絡中，2 個交叉電容C1與C2的規格參數相同，二極管VD1與VD2的規格參數也相同，構成了一個對稱型網絡，從而電容C1和C2兩端的電壓大小相等，記為UC，即

式中，UC1、UC2分別代表電容C1、C2兩端的電壓。

單個Switch-Capacitor 網絡的基本工作原理：當開關管S 導通時，二極管VD1、VD2關斷，電容C1、C2交叉串聯放電；當開關管S 關斷時，二極管VD1、VD2導通，電容C1、C2并聯充電。因此，通過兩個交叉電容串聯放電、并聯充電的工作特性達到提高變換器升壓能力的目的。

基于單個Switch-Capacitor 網絡的工作原理，可以推導出相應的Switch-Capacitor 網絡組的基本工作原理：當所有開關管同時導通時，與輸入源直接相連的網絡首先進入電容交叉串聯放電狀態，其他網絡通過相鄰網絡之間電容并聯的方式也快速進入放電狀態，同時通過多個電容電壓累加的方式向負載輸出能量；當所有開關管同時關斷時，所有網絡中的兩個電容處于并聯充電狀態，實現在同一個網絡下兩個電容電壓的自動均衡。因此，通過網絡與網絡之間能量的相互傳遞和多個網絡中電容電壓累加的方式，實現較好的升壓效果。

圖3 Switch-Capacitor 網絡Fig.3 Switch-Capacitor network

3 實現分時供電功能的多輸入升壓變換器

基于Switch-Capacitor 網絡組，本文提出的實現分時供電功能的多輸入升壓變換器電路結構如圖4 所示。

圖4 多輸入升壓變換器結構圖Fig.4 Structure diagram of multi-input step-up converter

當任何一個供電單元工作時，其供電電壓先通過對應的輸入端口前級Boost 電路實現升壓，并通過每兩個相鄰的Switch-Capacitor 網絡之間電容并聯的方式將升壓后的能量傳遞給其他所有網絡，使得每個網絡具有相同的電容電壓，同時通過多個網絡中的電容電壓累加和后級LC 濾波電路的濾波作用，向輸出端提供紋波小、電壓值較大的直流電壓。

通過多個網絡之間能量的傳遞和電容電壓的累加，極大地提高了變換器的升壓能力；任何一個供電單元工作時，所有網絡都參與工作，減小了元器件電壓應力，同時極大提高了電路的元器件利用率。這就是該多輸入升壓變換器的兩個獨特之處。

為了闡述該多輸入升壓變換器的工作原理，本文以三輸入升壓變換器為例分析其工作原理和工作特性，其電路拓撲如圖5 所示，其中記 C11=C12=C21=C22=C31=C32=C，網絡1 和網絡2 共享二極管VD12，網絡2 和網絡3 共享二極管VD23。這三個供電單元可以為特性相同的供電單元，也可以為互不相同的供電單元，實現分時供電。

圖5 三輸入升壓變換器Fig.5 Three-input step-up converter

3.1 供電單元1 工作

當只有供電單元1 工作時，三輸入升壓變換器的等效電路如圖6 所示。輸入電壓Uin1經過對應的前級Boost 電路升高到[1/(1-D)]Uin1，升壓后的能量儲存在網絡1 的兩個電容中，同時通過網絡1 與網絡2 中的電容C11、C22并聯的方式，將網絡1 中的能量傳遞給網絡2，傳遞的能量儲存在網絡2 的電容中。同樣地，通過網絡2 與網絡3 中的電容C21、C32并聯的方式，將網絡2 中的能量傳遞給網絡3，傳遞的能量儲存在網絡3 的電容中。因此，3 個網絡中的電容電壓大小相等，均為[1/(1-D)]Uin1，同時通過3 個網絡中的電容電壓累加升壓，實現較大的輸出電壓。

圖6 供電單元1 工作時三輸入升壓變換器的等效電路Fig.6 Equivalent circuits of three-input step-up converter when the first power supply works

當三個開關管S1、S2、S3同時導通時，二極管VD11、VD12、VD23、VD34都關斷，等效電路如圖6a 所示。此時，網絡1 中的電容C11與C12，網絡2中的電容C21與C22和網絡3 中的電容C31與C32分別交叉串聯，向負載提供能量；同時C11與C22、C21與C32分別并聯，實現相鄰網絡之間的能量傳遞。電感L1和電感Lo上的電壓大小分別為

由于C11與C22、C21與C32分別并聯，所以這3個Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓大小相等，即

當三個開關管S1、S2、S3同時關斷時，二極管VD11、VD12、VD23、VD34都導通，等效電路如圖6b 所示。此時，網絡1 中的電容C11、C12，網絡2中的電容C21與C22和網絡3 中的電容C31與C32分別并聯，實現每個網絡中電容電壓的自動均衡，同時與輸入源直接相連的網絡1 中的電容C11、C12處于充電狀態。電感L1和電感Lo上的電壓大小分別為

根據式（2）～式（4）可得，這3 個Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓和變換器輸出電壓大小分別為

3.2 供電單元2 工作

當只有供電單元2 工作時，三輸入升壓變換器的等效電路如圖7 所示。輸入電壓Uin2經過對應的前級Boost 電路升壓并通過電容并聯的方式，將升壓后的能量分別向相鄰的網絡1 和網絡3 傳遞，并通過3個網絡中的電容電壓累加的方式，實現較大的輸出電壓。結合伏秒平衡原理和3.1 節的分析過程，不難得到在只有供電單元 2 工作時這 3 個 Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓和輸出電壓大小分別為

圖7 供電單元2 工作時三輸入升壓變換器的等效電路Fig.7 Equivalent circuits of three-input step-up converter when the second power supply works

3.3 供電單元3 工作

當只有供電單元3 工作時，三輸入升壓變換器的等效電路如圖8 所示。同樣地，不難得到這3 個Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓和變換器輸出電壓大小分別為

圖8 供電單元3 工作時三輸入升壓變換器的等效電路Fig.8 Equivalent circuits of three-input step-up converter when the third power supply works

3.4 控制電路

在該多輸入升壓變換器中，所有開關管由同一控制信號進行控制。以三輸入升壓變換器為例，由于三個開關管S1、S2、S3不共地線，所以需要采用隔離驅動電路。圖9 給出了三路隔離驅動電路結構圖，控制電路簡單。

圖9 三路隔離驅動電路結構圖Fig.9 Structure diamgram of three-output isolated driven circuit

4 性能分析

4.1 電容電壓和輸出電壓

由以上的工作原理分析過程可知，在三輸入升壓變換器中，每個Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓大小相等，為

變換器輸出電壓大小為

通過前級 Boost 電路的升壓和三個 Switch-Capacitor 網絡的電容電壓累加升壓實現變換器的升壓目的。需要說明的是，前級Boost 電路的升壓和三個網絡中的電容電壓累加升壓是同時進行的，因此該三輸入升壓變換器是一個單級電路。另外，隨著并聯的Switch-Capacitor 網絡個數增多，該多輸入升壓變換器的升壓能力越強，而開關器件的電壓應力和所有網絡中的電容電壓應力均沒有增大，恒為輸入電壓的1/(1-D) 倍，元器件電壓應力較小。

4.2 紋波大小

圖10 給出了三輸入升壓變換器的電感電流波形，其中電感L1、L2和L3的電流波形相同，因此以電感L1為例。經計算可得電感L1、L2、L3和Lo的電流紋波大小分別為

圖10 電感L1和Lo電流波形Fig.10 Current waveforms of inductor L1and Lo

由式（10）可知，電感電流紋波都較小，從而降低了對外部濾波器的要求。

另外，在所有開關管都導通期間，共有4 個電容交叉串聯，向負載提供能量，根據能量守恒原理可知

由式（11）、式（12）和式（5）可得 Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓紋波大小為

輸出濾波電容Co的紋波電壓，即輸出電壓紋波。采用求解Buck 變換器輸出電壓紋波大小的計算方法[19]，可得該變換器的輸出電壓紋波大小為

由式（14）可知，輸出電壓紋波大小受D、Uin、Ts、Lo、Co影響，且受開關周期Ts的影響最大，與其二次方成正比，即與開關頻率fs的二次方成反比。一般情況下，fs都可以達到100kHz 以上，因而輸出電壓紋波較小。

4.3 電路瞬時特性分析

基于該三輸入升壓變換器的工作原理，當任何一個供電單元工作時，該變換器的工作原理都相同。因此，本文以供電單元1 工作為例對三輸入升壓變換器的電路瞬時特性進行分析，記為

在開關管導通期間，不難得到流過電感L1的電流i1大小為

流過電感Lo的電流io滿足

式中，io(0)=Iomin，uC(0)=UCmax。對式（16）兩邊同時求導得

式（18）為一個二階常系數線性齊次微分方程，求解得流過電感Lo的電流大小為

結合式（16）、式（17）、式（19）可得所有Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓大小為

在開關管關斷期間，流過電感L1的電流i1大小為

此時，流過電感Lo的電流io滿足關系

式中，io(0)=Iomax，uC(0)=UCmin，為了簡化計算過程，視i1為一個恒定值，即i1=I1。同理可得

4.4 開關器件電壓應力和電流應力

以供電單元1 工作為例，開關管和二極管電壓應力相等，為

由式（15）、式（19）、式（21）、式（23）可知i1、io的大小分別為

流過開關管S1的電流iS大小為

流過所有二極管的電流大小相等，為

由式（26）、式（27）可知，開關管S 的電流應力較大，而二極管的電流應力較小，且遠小于開關管S 的電流應力的一半。結合式（25）可知，在相同的開關管電壓應力和二極管電壓應力下，開關管損耗較大，二極管損耗較小，因而影響變換器效率的主要因素是開關管損耗。

4.5 實現同時供電的多輸入升壓變換器

本文提出的多輸入升壓變換器只能實現分時供電功能，適用范圍有限。為了拓展其適用范圍，提出一種輸出端串聯的拓撲結構，實現同時供電，其電路拓撲如圖11 所示。

圖11 輸出端串聯的三輸入升壓變換器拓撲Fig.11 Topology of the output-series three-input step-up converter

與分時供電的多輸入升壓變換器一樣，該變換器的輸入電源電壓可以相同，也可以不相同，且由同一控制信號隔離驅動三個開關管，控制電路簡單。不一樣的是，該變換器是通過多個輸入電源同時供電并通過輸出端串聯的方式實現升壓作用，其輸出電壓大小為

本文主要研究基于Switch-Capacitor 網絡實現分時供電的多輸入升壓變換器，由其拓展衍生出的同時供電多輸入升壓變換器會在今后的文章中予以詳細闡述。

5 仿真分析與實驗研究

5.1 仿真分析

為了驗證基于Switch-Capacitor 網絡的多輸入升壓變換器理論分析的正確性，本文基于 Matlab/Simulink 搭建了仿真模型，以三輸入升壓變換器為例，仿真參數：為了便于分析，令三個供電單元的輸入電壓相等，即Uin1=Uin2=Uin3=24V，對應的輸入電感 L1=L2=L3=4mH，輸出濾波電感 Lo=6mH，Switch-Capacitor 網絡中的電容均取47μF，輸出濾波電容 Co=100μF，開關頻率 fs=100kHz，占空比D=0.40，負載R=610Ω，仿真結果如圖12 所示。其中，圖12a～圖12f 為供電單元1 工作時的實驗波形，圖12g、圖12h 分別為供電單元2 和供電單元3工作時的輸出電壓波形。

從圖12a、圖12f 可以看出來，輸入電流紋波和輸出電壓紋波較?。粡膱D12c、圖12d、圖12e、圖12f 可知，三個Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓波形相近，大小相等，且輸出電壓大?。?36.2V）接近理論分析值（140V）；比較圖12f、圖12g 和圖12h 可以看出來，供電單元1、供電單元2 和供電單元3 分別單獨工作時的輸出電壓波形相同，其各自的輸出效果相同，說明了該變換器分時供電方式的正確性。

圖12 仿真波形Fig.12 Simulational waveforms

5.2 實驗研究

為了進一步驗證多輸入升壓變換器的工作性能，以三輸入升壓變換器為例，采用仿真實驗參數，對該變換器進行了實驗研究，其中開關管均選用 IRF640N，二極管均選用肖特基二極管IN5819。

實驗結果如圖13 所示，其中，圖13a 為供電單元1 工作時的實驗波形，包括開關管端電壓波形、二極管端電壓波形、電感L1波形（也即輸入電流波形）、輸出電流波形、效率曲線、輸出電壓和電容電壓波形（包括紋波電壓波形），需要說明的是，開關管端電壓是指開關管的漏極與源極之間的電位差，二極管端電壓是指二極管的陰極與陽極之間的電位差，為反向端電壓；圖13b 為供電單元2 和3 分別工作時的輸出電壓波形。

圖13 實驗結果Fig.13 Experimental results

綜合圖13a 和圖13b 可知，三輸入升壓變換器輸出電壓穩定，明顯高于輸入電壓，輸入電流紋波、輸出電壓紋波和電容電壓紋波都較小，輸出電壓紋波相對更小，且在三種輸入電壓相同的供電單元下，變換器的輸出電壓大小相等，為 136V，UC1、UC2與UC3大小也相等，接近40V，滿足式（8）～式（14）；另外，輸入電流、輸出電流都幾乎相同。以上可說明三輸入升壓變換器分時供電性能的正確性。當任何一個供電單元工作時，三輸入升壓變換器的輸出電壓紋波和所有Switch-Capacitor 網絡中的電容電壓紋波都較小。以供電單元1 工作為例，輸出電壓紋波和三個網絡中的電容電壓紋波均在2.5V 以內，其中三個網絡中的電容電壓紋波大小按照網絡1、網絡2 和網絡3 依次稍顯增大，但都較小。

同時，圖13a 給出了開關器件端電壓波形，其中三個開關管由于受同一控制信號隔離驅動，因此它們的端電壓波形相同，四個二極管的端電壓波形也相同，且通過分析實驗波形可知，當所有開關管導通時（開關管端電壓為0），四個二極管都同時關斷（反向端電壓約為40V），反之當所有開關管關斷時（開關管端電壓約為40V），四個二極管導通（反向端電壓為0），該工作過程與第3 部分的理論分析相同。在圖13a 中的工作效率隨輸入功率變化的曲線中，橫坐標為輸入功率Pin，縱坐標為變換器效率η，其最大效率為89.7%。根據4.4 小節的理論分析，影響多輸入升壓變換器效率的因素主要是開關管損耗，今后可以通過軟開關技術實現工作效率的提高。

另外，從圖13b 還可以看出來，當輸入電源變為Uin2和Uin3時，輸出結果與輸入電源為Uin1時的輸出結果相同，即從任何一個網絡處輸入能量，變換器的輸出效果相同，因此該多輸入升壓變換器具有分時供電的特性，可應用于風光互補發電、多種能量不間斷供電系統中。而由該分時供電多輸入升壓變換器衍生出的同時供電多輸入升壓變換器會今后的論文中展開詳細闡述。

6 結論

基于Switch-Capacitor 網絡，本文提出一種實現分時供電的多輸入升壓變換器，通過多個Switch-Capacitor 網絡之間的能量傳遞和電容電壓的累加升壓，實現較大的輸出電壓，具有如下優點：

（1）升壓能力強，控制電路簡單。

（2）輸入端和輸出端均有一個濾波電感，有效降低了輸入、輸出電流紋波和輸出電壓紋波，同時減小了對輸入、輸出電解電容的沖擊。

（3）任何一個輸入電源供電時，所有Switch-Capacitor 網絡都參與工作，因而元器件利用率高。

缺點：雖然開關管電壓應力較小，但是其電流應力大較大，仍然會導致該變換器效率不高。

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