一體化固態T/R組件前級電源設計

汪 軍 張維平

(1.中國電子科技集團第三十八研究所 合肥 230088;2.中航工業合肥江航飛機裝備有限公司 合肥 230051)

0 引言

在采用交流供電的發射機中，電源變換器和固態功率組件通常為兩個獨立的功能單元。隨著固態發射機和電源變換技術的發展，將固態組件用電源變換(或調節)設備集成到固態組件結構體中，使組件功能相對完善，形成一體化組件，這樣有利于的發射系統構成和擴展，同時也有利于整機設備的電磁兼容設計［1］。一體化固態 T/R組件中采用隔離Sepic電路構成第一級電源變換，利用其具有的PFC特性保證輸入電流的連續性，減少了輸入EMI，同時隔離降壓為后級多路調節器提供預穩電源，實現整個組件的多種電壓需要。

1 組件電源需求及組成

整個一體化固態T/R組件中各功能單元的供電均由220V/50Hz輸入電源提供，其中發射通道為最大用電單元，是電源設計主要考慮的負載特性。具體要求如下:

輸入電壓:220V/50Hz±10%

輸出電壓:30～36VDC

輸出電流: 最大20A(連續)

輸出端負載電容:大于10000μF

輸入功率因數: 大于0.87

整個電源采用冷板散熱結構，整個電源高度小于20mm。

根據組件對電源指標的要求，為了實現電壓調節和功率因數校正，考慮采用兩級變換的方式構成一體化T/R組件電源，整個電源組成如圖1。其中由Sepic-PFC變換器、T1及AC/DC構成前級電源，主要完成輸入功率因數校正，降壓、隔離及初步穩壓的作用。這種零電流過渡非連續導通模式的變換器(ZCS-DCM)屬于諧振型軟開關拓撲結構。變換器具有零電流開關、在寬變換比和負載變化范圍內可以保持較小開關損耗，并具有“自然”的PFC特點，因此適合在高頻的ac/dc中應用［2］。

后級電源采用多路Buck-SCRC變換器并聯工作(圖1中僅標出一路)，實現多路電源的調節，保證射頻負載的電壓需要。Buck-SCRC為非隔離的電壓調整電路，最終輸出電壓為30～36V，電源負載調整由這級變換器實現。同時變換器可以實現射頻脈沖內緊閉的功能［1］。

圖1 一體化固態T/R組件電源組成框圖

2 前級Sepic電路的工作原理

圖2給出了基于零電流非連續導通模式Sepic(ZCS-Sepic-PFC)構成的前級電源電路圖。

圖2 前級電源電路圖

考慮電路分析方便，忽略輸入、輸出電壓波動，在單個開關時間內為輸入電流if，輸出電壓Vo。忽略變壓器的漏感，且變壓器的勵磁電感用Lm表示，將變壓器的次級折算帶初級后將圖2簡化后得到等效的Sepic變換器，如圖3所示。

2.1 變換器開關工作描述

該變換器在一個開關周期中有四個工作過程。工作過程如圖4所示。

工作模式1［0，t1］，如圖4(a)所示，諧振電感電流iLr(t)從零線性增長到(ILf+ILm)，ILf和ILm分別等于平均輸入和輸出電流，在此期間Lr中的電流為:

圖3 ZCS-Sepic變換器

此工作期的持續時間Δt1可以表示為:

如果變換器的變換效率為1，輸入功率為Pi，輸出功率為PO:

持續時間可以表示如下:

工作模式2［t1，t2］，如圖4(b)所示，從 t1起，Lr和Cr開始諧振，由于諧振電容向諧振電感放電使得二極管反向偏置截止，等效電路見圖2(b)。諧振電容電壓Vcr(t)以正弦的形式減少并且最終達到負值。

圖4 變換器單周期工作過程

在t2時刻，iLr(t)諧振達到零為S關斷提供了零電流軟開關的條件。

此工作期的持續時間:

工作模式3(t2，t3)，如圖4(c)所示，該階段為諧振電容充電階段，等效電路如圖4(c)所示。諧振電容Cr繼續充電到平均輸入電流和輸出電流之和(Ii+Io)充電，其電壓可表示為:

當Vcr(t)達到(Vin+VO)時，該工作模式結束，持續時間為:

工作模式4［t3，t4］，如圖4(d)所示，此階段為自然續流階段，在t3時刻，電容Cr的電壓上升到(Vin+Vo)，續流二極管由于正偏而導通，等效電路見圖4(d)所示，該工作模式在t4時刻結束，一個新的循環開始。變換器一個周期的工作波形如圖5所示。

上面曲線中為:開關電流is(t)、電容電壓vcr(t)和續流二極管電流iD(t)

2.2 電源PFC工作描述

ZCS-Sepic在進行電壓變換的同時，同時利用其電流斷續狀態下自然實現的PFC特性，保證電源的具有良好的功率因數。

圖5 變換器的典型工作波形

在每一個開關周期中，輸入功率Pi為:

假設M=VO/Vin為變換器的直流變換比。由(7)式可得開關頻率的表達式:

當電路工作輸入為工頻交流時，輸入電壓及電流表示為:

代入式(8)，則式(8)可以表示為:

由上式可以看出，對于輸入電壓的變化，變換器的開關頻率變化很小，輸入平均電流“自然”跟隨輸入電壓的變換，保持了良好的功率因數。開關頻率的變化僅在負載發生變化時才進行調整。故Sepic電路可以僅采用電壓閉環控制的方式，實現功率校正［3］。

3 前級電源設計和工作波形

根據上述分析，可以看出為了保證在任意負載條件，電源變換器工作在ZCS狀態，最佳的工作點是δ=1，但考慮到輸入和隔離變壓器勵磁電流的紋波等因數，實際電源設計時考慮δ＜1，確保開關工作在零電流狀態，但會降低變化器的效率。

a.開關頻率和隔離變壓器變比的確定

組件的輸入電源為220V/50Hz，作為前級的Sepic電源輸出最大功率為800W，考慮到后級BUCK輸出的最大電壓為36V，同時考慮其他輔助電源集成DC-DC模塊的輸入需求，前級電源輸出穩定在48VDC，最大輸出電流為16.7A。這樣電路設計計算需要采用的直流變換比為0.22。即VO*n/Vin=0.22，考慮到折算到初級的直流變換比M=VO/Vin的最佳值為0.5左右［4］，所以隔離變壓器的變比設計為1:0.44，即n=0.44。

電源變換器的開關頻率選為80kHz。在ωt=π/2時，M=0.5，δ=0.9時，由式(9)計算的諧振頻率為260kHz。

b.諧振參數Lr和Cr設計

Lr和Cr設計取決于諧振頻率fr和最大輸出電流。

考慮到元件選型，因此實際取電感為16 μH，電容取 0.022 μF，

c.開關管和二極管的選擇

由式(4)可知，通過開關的諧振電流最大為:ILrmax=IOmax+Vin/Zr，將電流變換比代入

開關管S流過的最大電流Ismax＞2IOMAX＞35A，承受的最大正向電壓為Vin+VO，續流二極管D所流過的最大電流為IDmax=Iomax/n=36A。

根據上述參數設計的電源，實測效率為87%，PF=0.91。部分工作波形如圖6、圖7。開關管電流測試采用電流探頭的100mV/A檔，電容電壓測試采用差分探頭的100:1檔。

由圖6的開關管電流波形可以看出，電流為一近似的正弦波，在開通和關斷的時刻電流為零，實現了軟開關。由于實際變壓器漏感和MOSFET管的Coss的影響，實際諧振頻率略低于設計頻率。

圖6 變換器實測工作波形

圖7為整個電源的50Hz交流輸入側測得的電網電流、電壓波形和電源直流輸出中的交流50Hz電壓紋波的波形，由圖中可見高頻成份較少，對整機的干擾小。同時電網電流、電壓波形相差極小，保持了好的功率因素。

圖7 電源交流輸入端實測波形

4 結束語

采用ZCS-Sepic-PFC變換器構成的一體化固態T/R組件前級電源，可以實現高頻化的整流和隔離，滿足了組件對電源體積和高度的要求。因變換器的開關工作在軟開關的狀態，在高頻化的同時獲得了好的效率。同時電路在電壓單環控制的條件下，保持了高的功率因數，為組件提供了較好電磁兼容環境，減低了工頻濾波的需求，避免了使用笨重的EMI濾波器。有效的保證了組件在系統設計上的外控簡單、易于擴展、方便檢修、輕小型化的設計目標。

［1］ 汪邦金，汪軍，邵世東.高增益、大功率、一體化固態 T/R組件設計［J］.火控雷達技術，2009，38(3):59-63.

［2］Carlos Oliveira and Dragan Maksimovic.Zero-Current-Transition Converters For High-Power-Factor AC/DC Applications［C］.IEEE APEC，1996，159-165.

［3］A.Lazaro，J.A.Cobos，A.BARRADO，E.Olias.Design of A Zero-Current-Switched Quasi-Resonant Sepic Used as Power Factor Pre-Regulator With Voltagen Follower Control［C］.INTELEC ＇1996，271-278.

［4］Martin H.L.Chow，Yim-SHU Lee，Chi K.Tse.Single-Stage Single-Switch Isolated PFC Regulator with Unity Power Factor，Fast Transient Response，and Low-Voltage Stress［C］.IEEE Trans.on PE，2000，15(1):156-163.