多通道抽取FIR濾波器的FPGA高效實現(xiàn)

高 珊 李 鵬 單 聰

(1.西安電子工程研究所 西安 710100;2.裝甲兵軍事代表局駐西安地區(qū)軍事代表室 西安 710000)

0 引言

多頻連續(xù)波雷達是適應現(xiàn)代靶場高精度多目標參數(shù)測量需求的一種新體制雷達。該體制雷達，直波泄漏和近程地雜波的影響是不可忽略的［1～2］，在雙頻模式時，不僅分布在零頻，而且也分布在差頻，對此可利用一定特性的濾波器予以濾除。另外，在現(xiàn)代靶場測量中，為了防止頻譜混疊且為了滿足實時信號處理的要求，需要對高采樣的原始數(shù)據(jù)進行抗混疊濾波和降采樣［3］。考慮到雷達的目標參數(shù)測量對回波的相位要求很嚴格，所以使用具有線性相位特點的數(shù)字FIR濾波器。

綜合考慮在數(shù)字域?qū)Σ铑l點的直雜波抑制處理以及抗混疊濾波和降采樣，采用“高采樣-低通濾波-抽取”的方法來實現(xiàn)。另外雷達的接收天線由四塊微帶平面天線陣組合而成，則實時信號處理系統(tǒng)接收的是多通道零中頻復信號，所以整個實現(xiàn)是多通道抽取FIR濾波器的設計。

FPGA(Field Programmable Gate Array，現(xiàn)場可編程門陣列)技術的發(fā)展為DSP設計提供了一種新的選擇，F(xiàn)PGA有著規(guī)整的內(nèi)部邏輯塊陣列和豐富的連線資源，特別適用于細顆粒度和高并行度結構特點的數(shù)字信號處理任務［4］，如FIR濾波器、FFT等，相對于串行運算主導的通用DSP芯片來說并行性和可擴展性都更好。因此本文的多通道抽取FIR濾波器采用FPGA進行設計。當系統(tǒng)性能要求較高，則FIR濾波器的階數(shù)很高，同時又要滿足系統(tǒng)的實時性要求，對于多通道并行處理時，采用傳統(tǒng)方法實現(xiàn)的FIR濾波器，F(xiàn)PGA資源耗費量將非常驚人;而采用串行處理時，系統(tǒng)的實時性要求又得不到滿足，性能受到很大影響。基于此，本文從結構和方法兩方面考慮，對多通道抽取FIR濾波器進行了優(yōu)化設計，給出了不增加系統(tǒng)速度，又能顯著減少資源的FPGA高效實現(xiàn)結構。

1 優(yōu)化設計方法

1.1 FIR濾波器的結構優(yōu)化

一個N階的FIR濾波器差分方程:

式中:x(k)為第k時刻的輸入樣本值;h(k)為第k級抽頭系數(shù);y(n)為濾波器的輸出信號。

對于線性相位FIR濾波器，它的沖擊響應h(n)具有中心對稱性，即

則式(1)將變?yōu)槿缦碌男问?/p>

由上式可知，利用它的對稱形式比直接實現(xiàn)少用了一倍的乘法器，大大減少了邏輯設計的復雜度和資源用量，節(jié)省了費用，因為硬件乘法器是很昂貴的。

1.2 信號抽取的結構優(yōu)化

對連續(xù)信號x(t)進行間隔為T1的采樣，得到時域離散信號x(n1T1)。當信號的采樣率遠大于兩倍信號帶寬時，可通過抽取過程降低信號的采樣率。離散信號x(n1T1)的M倍抽取過程就是每隔M點保留一個點數(shù)據(jù)，抽取后得到的新信號為y(n2T2)，其抽樣周期為T2，于是有

式中:T2=MT1。

若x(t)和y(n2T2)的傅里葉變換分別是X(jΩ)與 Y(ejΩT2)，則

由式(5)可知，為了使得M倍抽取后信號頻譜不發(fā)生混疊，要求信號帶寬小于π/M。在實際信號處理過程中，信號帶寬不一定滿足這個要求，為了防止混疊，一般要進行抗混疊濾波，即在信號抽取之前進行低通濾波。

令h(n)是一個FIR濾波器的單位抽樣響應，長度為N，對M倍的抽取器，可按圖1來實現(xiàn)。但這種實現(xiàn)方法效率很低，因為h(n)工作在高抽樣率狀態(tài)，x(n)的每一個點都要和濾波器的系數(shù)相乘，但每M個點只要一個，因此有較多的乘法浪費。可通過等價信號流圖得到更加有效的優(yōu)化結構，如圖2所示，乘法和加法的次數(shù)減少到圖1的1/M，這樣，y(n)和x(n)，h(n)的關系［5］

圖1 抽取的直接實現(xiàn)

1.3 應用流水線技術的優(yōu)化

流水線技術在數(shù)字電路設計中是為了提高系統(tǒng)的工作時鐘頻率而采用的一種特殊的設計方法。由于FPGA具有豐富的寄存器資源，因此在FPGA中可以很容易實現(xiàn)多級流水線技術［6］。

FIR濾波器的整個運算包括移位、乘法和加法。在并行FIR濾波器中這些運算在一個時鐘內(nèi)完成，但由于運算邏輯相當復雜，信號延遲較長，從而限制了時鐘頻率的提高。當整個運算采用流水線結構時，把在一個時鐘內(nèi)欲完成的運算化成若干個子運算，各個子運算采用寄存器輸出模式，這樣既縮短延時路徑，提高時鐘頻率，又可以使各個子運算同時進行，提高數(shù)據(jù)吞吐率。對于FPGA器件來說，采用流水線式的設計，可以在不增加電路成本和規(guī)模的基礎上，有效提高濾波器運算處理的實時性。

圖2 減少乘加次數(shù)的優(yōu)化抽取結構

1.4 多通道的時分復用技術的優(yōu)化

FPGA設計中的一個重要的思想就是面積和速度的互換。一個設計如果時序余量較大，所能跑的頻率遠遠高于設計要求，那么就能通過功能模塊復用減少整個設計消耗的芯片面積，這就是用速度的優(yōu)勢換面積的節(jié)約。而時分復用技術就是“速度換面積”思想的一種體現(xiàn)［7］。

基于上述考慮，多通道FIR濾波器的實現(xiàn)采用時分復用的方式。當單通道輸入數(shù)據(jù)的采樣頻率是f(Hz)，對于n通道數(shù)據(jù)，則提高FIR濾波器模塊的工作頻率為n×f(Hz)。從而通過高速模塊的復用，就可以將需要n個并行FIR濾波器才能實現(xiàn)的設計簡化為一個高速FIR濾波器，這樣就能在不影響系統(tǒng)速度的前提下大大節(jié)省FPGA芯片內(nèi)部的資源。時分復用技術的設計示意框圖如圖3所示。

圖3 時分復用技術設計示意圖

2 多通道抽取FIR濾波器的FPGA高效實現(xiàn)

應用各項優(yōu)化技術，整個多通道抽取FIR濾波器的高效實現(xiàn)結構框圖如圖4所示，主要由2部分組成:多通道抽取FIR濾波模塊;時鐘模塊。

圖4 多通道抽取FIR濾波器的高效實現(xiàn)結構

2.1 多通道抽取FIR濾波模塊

該模塊是整個系統(tǒng)的核心模塊，包含以下部分:延遲線單元、兩輸入加法單元、抽取單元、并串轉(zhuǎn)換單元、乘法器單元、N/2輸入加法陣列單元(N為濾波器階數(shù))、串并轉(zhuǎn)換單元。

K通道數(shù)據(jù)同時并行輸入，根據(jù)線性相位FIR濾波器的對稱結構，各通道分別同時進行延時和加法操作，使每通道數(shù)據(jù)輸出都由N路減少為N/2路。然后根據(jù)抽取的優(yōu)化結構，輸出數(shù)據(jù)與系數(shù)相乘之前就進行M倍抽取，使數(shù)據(jù)的傳輸速率也就是系統(tǒng)的速率降低為原來的1/M。接著利用時分復用技術，K通道數(shù)據(jù)復用一個內(nèi)部頻率是輸入數(shù)據(jù)頻率K倍的高速乘加模塊，也就是說，一個輸入數(shù)據(jù)時鐘周期包含了K個內(nèi)部時鐘周期，于是一個輸入數(shù)據(jù)時鐘周期就完成了K通道各一次數(shù)據(jù)的濾波，這樣既大量地節(jié)省了FPGA資源，又充分利用了FPGA內(nèi)部乘法器和加法器的高速性能。由于流水線結構能提高系統(tǒng)的吞吐量率，因此在整個濾波器內(nèi)插入多級流水結構，主要是在兩輸入加法、抽取、乘法器和加法陣列之間加入寄存器實現(xiàn)，具體多少級流水可根據(jù)系統(tǒng)對速度和資源的要求而平衡決定。最后對乘加單元輸出數(shù)據(jù)進行串并轉(zhuǎn)換后輸出K通道濾波數(shù)據(jù)。

FIR濾波器模塊的并行乘法器以及加法器采用FPGA提供的宏單元實現(xiàn)，并指定占用片上內(nèi)嵌的硬乘法器資源。

2.2 時鐘模塊

由于系統(tǒng)中需要多種同步的不同頻率時鐘，所以需由一個時鐘模塊對整個系統(tǒng)的時鐘進行控制。由圖4所示，假設以M倍抽取時鐘clk為基準時鐘，則系統(tǒng)中還需要的時鐘有:延遲線和兩輸入加法器的M ×clk、并串轉(zhuǎn)換和乘加模塊的K×clk。

時鐘模塊的結構:通過一個Altera FPGA內(nèi)嵌的PLL(Phase Lock Loop，鎖相環(huán))，將輸入的低頻率時鐘轉(zhuǎn)換為高頻率時鐘，然后對該高頻率時鐘進行計數(shù)分頻得到系統(tǒng)需要的所有時鐘，這樣得到的所有分頻時鐘都是同步的。

3 設計的仿真與驗證

圖5 理論結果(MATLAB輸出)

本設計采用VHDL語言進行RTL級的描敘，在Quatus II 6.0的環(huán)境下進行語言的編譯、邏輯的綜合以及布局布線，利用MATLAB和ModelSim SE 6.1b進行聯(lián)合仿真，采用Altera公司的Cyclone II系列EP2C50U484I8芯片實現(xiàn)。

FIR濾波器的具體參數(shù)如下:8通道14位數(shù)據(jù)并行輸入，數(shù)據(jù)采樣頻率為10MHz，進行10倍抽取，濾波后數(shù)據(jù)1MHz輸出，阻帶最小衰減70dB，濾波器階數(shù)是127階。系數(shù)根據(jù)引起的頻率響應的偏移不大于0.001，即-60dB的要求，確定的量化字長是16位。

時序仿真驗證時，不失一般性的引出通道1(0～7共8通道)進行驗證，其他通道也就相應得到驗證，為了檢驗設計中采用的優(yōu)化技術，MATLAB仿真時不采用任何優(yōu)化措施。FIR低通濾波器的截止頻率為250kHz，仿真的輸入信號是頻率分別為100kHz和700kHz的混合正弦波，如圖5(a)所示。輸入信號經(jīng)理想抽取FIR濾波器后的理論結果(MATLAB輸出結果)與FPGA實現(xiàn)的抽取FIR濾波器的結果(ModelSim輸出)分別如圖5(b)和圖6所示。對比可知，本設計結果與理論結果輸出一致，都是100kHz的單一正弦波，濾波正確，表明設計完全符合要求。

對于本文所述的8通道10倍抽取127階FIR濾波器，表1給出了未使用優(yōu)化技術設計的FPGA資源實現(xiàn)和本文使用優(yōu)化技術設計的FPGA資源實現(xiàn)的結果比較。顯然采用本文的優(yōu)化設計方法，通過復用一個高速乘累加模塊，大大減少了FPGA的占用資源，特別是大大減少了昂貴的乘法器資源，而且通過抽取實現(xiàn)的優(yōu)化，在資源大大減少的情況下，系統(tǒng)的工作速度并沒有增加，使多通道抽取高階FIR濾波器在系統(tǒng)速度要求較高的情況下能夠在單片F(xiàn)PGA上實現(xiàn)。

圖6 本設計結果(ModelSim輸出)

表1 兩種實現(xiàn)方法所占FPGA的資源比較

4 結語

對多頻連續(xù)波雷達的差頻點直雜波抑制、抗混疊濾波、降采樣和多通道并行輸入等各方面要求綜合考慮后，設計了一個多通道抽取FIR濾波器，采用了一系列優(yōu)化措施如濾波器的對稱結構、抽取的優(yōu)化、流水線和時分復用技術等對該濾波器進行了優(yōu)化設計，使其在作速度沒有增加的基礎上，節(jié)省了大量的FPGA資源，對于工程實現(xiàn)具有顯著意義。

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