新型直流斷路器的設計與仿真

欒 會，毛承雄，王 丹，陸繼明

（華中科技大學電磁工程與新技術國家重點實驗室，武漢430074）

直流系統絕大多數采用兩端系統，直流斷路器的研制水平制約著直流輸電的發展。交流斷路器的開斷是通過電流零點來完成的，而直流沒有自然零點，因此開斷直流電流必須創造過零點。

目前，直流斷路器的最高電壓和電流可達到250 kV、8 kA 或500 kV、4 kA[1]。高壓直流輸電系統中的直流斷路器設計所采用的方法是將通過交流斷路器的直流轉換為有電流零點的交流，利用交流斷路器所設計的直流開斷方案，達到開斷大電流的目的。電流疊加法是一種較為切實可行的方法，即在直流系統中疊加強制的逆電流或振蕩電流來得到電流零點[2-3]，但會使疊加電流正向幅值增大至少1 倍，加大了分斷大電流的難度，可能會使斷路器分閘時產生的電弧更大，給開關觸頭帶來更大的損壞。隨著電力電子技術的發展，通過電力電子變換器可產生特定且大小可變的交流電流，與直流故障電流相疊加產生電流過零點的同時能夠有效減小疊加電流的幅值，從而減小斷路器分閘時產生的電弧，延長直流斷路器的壽命。

1 直流斷路器的構成及開斷原理

1.1 常規的直流斷路器

常規的直流斷路器由外部電源向振蕩回路的電容C 充電，電容C 通過電感L 向開斷裝置QB的電弧間隙放電，振蕩電流疊加于原電弧電流，強迫電流過零[4]，其工作原理如圖1 所示。

圖1 有源型疊加振蕩電流的直流斷路器工作原理Fig.1 Principle of active DC circuit breaker with superimposes oscillation current

LC 振蕩電路產生的電流是正負對稱的，如圖2 所示，在產生過零點的同時會使疊加電流的正向幅值增加至少1 倍，這樣會增加直流斷路器開斷電流的難度，可能會使斷路器分閘時產生的電弧更大，直接影響直流斷路器的壽命。

圖2 采用LC 振蕩電路的直流斷路器的電流波形Fig.2 Current waveform of DC circuit breaker with LC oscillator circuit

1.2 直流斷路器的拓撲結構

直流斷路器主要由4 部分組成：以形成電流過零點為目的的回路、由交流斷路器改造而成的開斷裝置QB、防止直流流經中頻變壓器的隔直電容C2、防止產生過電壓的非線性電阻R，見圖3。

圖3 采用電力電子器件的直流斷路器的拓撲結構Fig.3 Topological structure of the DC circuit breakerwith power electronic devices

形成電流過零點的回路由逆變電路（以單相全橋逆變器為例）、濾波器、中頻變壓器和隔直電容組成，其中中頻變壓器可以隔離電位、變換電壓、調配功率。當無故障發生或故障切除后，直流母線上的電流不能通過隔直電容，可以有效保護中頻變壓器使其不飽和。

1.3 開斷原理

直流斷路器的工作原理是：當系統發生故障時，保護測量系統檢測到直流故障電流后迅速觸發逆變電路的開關管。逆變器產生的交流電壓加到QB 和隔直電容C2組成的回路中；產生的交流電流i 疊加到直流故障電流Idc上，產生人工過零點，在電流負半波內的合適時刻觸發QB 使之分斷。當故障電流消失后迅速撤除逆變電路的觸發信號，其通過直流開關的電流為

式中：Idc為母線上的直流電流；isw為通過直流開關觸頭的電流；i 為通過隔直電容的電流。

常規的直流斷路器疊加電流的正向幅值較大，為了克服這一缺點，改變電流i 的波形，使其從正負對稱變為正負不對稱，但是由于隔直電容不能通過直流電流，且直流分量會使變壓器飽和，這就要求電流i 的正負波形對時間的積分相同，即要求電流波形在1 個周期內的積分為0。

電力電子技術中通過控制開關管的開斷狀態可以產生所需的波形，如圖4 所示。圖中正向波形是頻率為f、幅值為M 的正弦半波；負向波形包括2 個頻率為2.5f、幅值為0.125M 正弦半波和1 個頻率為5f、幅值為4.5M正弦半波。采用單相全橋PWM 逆變器，當載波比較大時，逆變器產生的電壓波形和調制波的波形一致[5]，而通過隔直電容的電流i 是逆變器產生的電壓u2的微分，即

圖4（a）的波形可以保證產生的電流在1 個周期內的電流波形積分為0，通過較大幅值的負向電流產生電流過零點，較小幅值的正向電流使疊加電流的正向幅值增加較小。

圖4 直流開關的電流波形Fig.4 Current waveforms of DC switch

調制波的積分波形如圖5 所示。

圖5 調制波波形Fig.5 Modulation waveform

2 Matlab 仿真及結果分析

2.1 仿真參數

利用Matlab/Simulink 進行仿真，調制波的頻率選為4 kHz，波形見圖5。

本文設計的直流斷路器主要用于直流配電網，其電壓等級相對于高壓直流輸電系統較低，故障電流相對較小，故直流斷路器額定開斷電流選取為5 000 A。半導體電力開關器件中IGBT 額定電壓電流較大，工作頻率較高，大功率下可以達到20 kHz。由于直流斷路器的開斷時間為幾十ms[1]，電力開關器件只是短時工作，開關管發熱較小，故開關頻率的選取可以比長期工作時稍高一些，取為40 kHz。

2.1.1 LCL 濾波器的參數

LCL 濾波器是濾除逆變器開關諧波的有效手段，具有比LC 濾波器更優異的性能，能夠克服由于電網阻抗的不確定性而影響濾波效果的缺點，選取較小的電感電容值，即可有效地衰減高頻諧波[6]。LCL 濾波器的參數設計相對較復雜，設計不合理時不僅達不到預期的濾波效果，反而會增加波形的畸變，造成系統性能惡化，需要多次嘗試，才能找到合適的參數[7]。

通過對調制波進行FFT 分析，調制波的截止頻率約為50 kHz，所以選取L1=0.1 μH；L2=0.2 μH；C1=200 μF。則LCL 濾波器的截止頻率為

2.1.2 隔直電容的參數

由于負向電流的頻率較高，衰減較大，電流負向最大幅值只能達到正向幅值的2.5～3.5 倍。

直流斷路器的額定開斷電流為5 000 A，若要產生人工過零點，則通過隔直電容的電流負向最大幅值需達到約5 200 A，正向幅值達到約2 000 A。

直流電源電壓ud為550 V，變壓器二次側電壓u2的有效值約為120 V，則經過C2的電流為

C2的取值為

故取隔直電容C2為600 μF

2.1.3 中頻變壓器的參數

逆變器產生的電壓頻率是4 kHz，故采用中頻變壓器，其頻率與調制波頻率相同。直流斷路器工作時，變壓器二次側的電流很大，采用降壓變壓器可以降低變壓器一次側的電流。中頻變壓器一次側額定電壓為1 500 V，二次側額定電壓為400 V。

變壓器通過的電壓和電流波形都不規則，只能估算其容量。二次側電壓峰值約為150 V，則隔直電容C2的容抗XC約為

則中頻變壓器的容量為

利用中頻變壓器短時過載能力強，其容量取2倍的裕度，為30 kVA。

2.2 開斷不同直流電流的情況

仿真中故障電流的上升率均為10 A/μs，分3種情況分析直流斷路器開斷直流電流。

1）直流斷路器開斷5 kA 的故障電流

仿真條件：1 ms 時系統發生故障，直流母線上電流由200 A 上升到5 kA，系統檢測到故障后1.56 ms 觸發直流斷路器中的逆變器動作。仿真波形如圖6 所示。

2）直流斷路器開斷2.5 kA 的故障電流

仿真條件：1 ms 時系統發生故障，直流母線上電流由200 A 上升到2.5 kA，系統檢測到故障后1.56 ms 觸發直流斷路器中的逆變器動作。仿真波形如圖7 所示。

3）直流斷路器開斷200 A 的正常電流

電力系統中有些正常操作也需要斷開電流，設斷開的正常電流為200 A，1.56 ms 時觸發直流斷路器中的逆變裝置。仿真波形如圖8 所示。

由圖6 可見，當直流母線上出現5 kA 的故障電流時，直流疊加電流產生了過零點，疊加電流的正向幅值約為7.4 kA，相比直流故障電流幅值增加了0.48 倍；由圖7 可見，直流母線出現2.5 kA 的故障電流時，直流疊加電流的正向幅值約為3.65 kA，相比直流故障電流幅值增加了0.46 倍。

由圖8 可見，當直流斷路器控制疊加較小的電流產生電流過零點時，逆變器的調制比較小，逆變產生的電壓其諧波含量較高，故產生的電流波形與理想波形有一定的差異，但是直流開關能夠承受的電流比正常電流大得多，此時不需要采取降低正向疊加電流幅值的措施。

圖6 開斷5 kA 故障電流時各電流波形Fig.6 Current waveforms when fault current is 5 kA

圖7 開斷2.5 kA 故障電流時疊加電流isw 的波形Fig.7 Waveform of isw when fault current is 2.5 kA

圖8 開斷200 A 電流時疊加電流isw 的波形Fig.8 Waveform of isw when normal current is 200 A

通過LC 電路產生振蕩電流的直流斷路器只能夠產生大小固定的電流，而本文中的直流斷路器能夠根據實際所需開斷的電流來改變逆變器的調制比，產生大小合適的電流與故障電流相疊加，從而能夠有效減小疊加電流的幅值，減小直流斷路器開斷時產生的電弧大小，提高直流斷路器的可控性的同時延長了直流斷路器的壽命。

2.3 調制波頻率的選擇

常規的直流斷路器其LC 振蕩回路的頻率一般為1.8～7 kHz[8～10]。為了與現有的開斷裝置開斷電弧的頻率相配合，開關管的頻率固定為40 kHz，仿真比較了調制波頻率分別為1、4、6 kHz 時直流開關上的疊加電流的波形，從中選擇較優的調制波頻率。仿真波形如圖9 所示。

圖9 不同頻率的調制波在各頻率下疊加電流isw 時的波形Fig.9 Waveforms of isw with modulation wave at different frequency

由圖9 可見，當調制波頻率為1 kHz 時疊加電流的正向幅值最小；當電流負向幅值波動時，由于開關頻率只有40 kHz，調制波為6 kHz 時，載波比較小，導致逆變電壓的諧波較大。

考慮目前大功率半導體開關器件的頻率、逆變效果和疊加電流的正向幅值增加倍數等因素，調制波頻率選取4 kHz 較合適。

2.4 逆變器最優觸發時刻的選擇

逆變器在觸發開關管后需要一段時間才能夠進入穩態，為了讓其產生的波形盡快進入穩態，故障時直流開關上的電流在暫態過程中不被惡化，必須選擇合適的觸發時刻。以單相全橋逆變電路為例加以分析，其主電路原理如圖10 所示。

圖10 單相全橋逆變電源的主電路原理Fig.10 Principle of single-phase full-bridge inverter

逆變電源的開環截止頻率由輸出濾波器決定，而輸出濾波器一般設計為開關頻率的1/10 左右，遠小于開關頻率。利用狀態空間平均思想求得逆變橋開關變量的平均值為

當單相全橋逆變器的上、下開關管輪流開通關斷時，逆變橋輸出幅值為ud或-ud的脈沖電壓，取開關變量表示通斷控制，得到逆變橋和PWM過程的等效狀態空間平均模型[11]，即

式中，ud為直流電源的電壓。

當負載電流i0作為擾動量時，逆變電源輸出濾波器取輸出電壓u0和電感電流i1為狀態變量。u1和i0分別為輸入量和擾動量，輸出電壓u0為輸出量，可以得到逆變器輸出濾波器線性雙輸入、單輸出狀態空間模型，其在連續域下的狀態方程[12]為

不同的觸發時刻對應的uc起始值不同，即u1不同，直接導致逆變輸出電壓的起始值不同。為了不使逆變器觸發時刻直流開關上的電流情況變得更嚴峻，必須選擇合適的時刻觸發逆變器。

仿真條件：1 ms 時系統發生故障，直流母線上的電流從200 A 上升到5 kA，在1 個周期（0.25 ms）內用列舉法仿真了不同觸發時刻的疊加電流波形，如圖11 所示。

圖11 不同觸發時刻疊加電流isw 的波形Fig.11 Waveforms of isw at different trigger time

由圖11 可見，當1 ms 發生故障時，在1.56 ms即0.24 倍周期的時刻開始觸發開關管最優。不同的裝置，參數不同，應用場合不同，其最佳觸發時刻也不同，最佳觸發時刻可以通過計算和仿真得到。圖12 所示僅為其中之一種情況。

圖12 1 個周期中的最優觸發時刻Fig.12 Optimal trigger time in one cycle

3 結論

（1）電流產生回路包含電力電子器件，具有可控性，能夠產生特定波形的電流與直流故障電流疊加，產生過零點的同時能夠有效降低疊加電流的正向幅值。

（2）與常規直流斷路器相比，該直流斷路器能夠根據所需開斷電流的大小控制產生大小合適的電流，從而減小疊加電流的正向幅值，降低直流斷路器開斷瞬間電弧對直流開關觸頭的損傷，提高直流斷路器的使用壽命。

直流斷路器的逆變器采用的調制波只是一種探索方案，可以對其進一步優化，使直流斷路器的各項性能更優。

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