600 V VDMOS器件的反向恢復熱失效機理

夏曉娟 吳逸凡 祝 靖 成建兵 郭宇鋒 孫偉鋒

(1南京郵電大學電子科學與工程學院,南京 210003)

(2南京郵電大學江蘇省射頻集成與微組裝工程實驗室,南京 210003)

(3東南大學國家專用集成電路系統工程技術研究中心,南京 210096)

隨著半導體技術的快速發展,功率器件因其輸入阻抗高、開關速度快等特性被廣泛應用于開關電源及電機驅動等領域[1-6].橋式電路是開關電源的一種重要形式,其主要功耗來源是功率管的開關損耗及與之并聯使用的二極管的反向恢復損耗.為了減小二極管的損耗,需降低二極管反向恢復電荷,在高頻應用中,可采用并聯碳化硅二極管(SiC diode),但是成本較高.在低頻應用中,二極管反向恢復的損耗較低,因此一般都直接采用功率開關管寄生的體二極管.

近年來,功率器件體二極管的反向恢復一直是研究熱點[7].相關研究表明反向抽取的少數載流子電流是影響器件可靠性的關鍵因素.文獻[8-9]提出了二極管反向恢復過程中的動態雪崩概念,動態雪崩導致電流匯聚而在薄弱點損壞功率器件.文獻[10]研究了功率器件終端的電流匯聚和碰撞電離現象,并提出了新型終端結構以提高器件關斷過程中的可靠性.以上文獻所提及的失效均為雪崩擊穿失效,發生在電壓較高的工作條件下,而目前尚未有對非雪崩擊穿失效的機理研究.

本文詳細研究了600 V VDMOS器件體二極管的工作過程,研究發現,當體二極管正向導通時,除原胞區域外,器件的終端區域也會積累大量的少數載流子,此部分少數載流子在體二極管反向恢復過程中,以單股電流的形式從靠近終端位置的原胞流出,這會導致該處p-body區的溫度升高,進而造成寄生三極管導通及器件失效.Sentaurus TCAD模擬仿真和實際測試結果均驗證了該結論.

1 器件結構

高壓VDMOS器件在橋式電路系統中具有廣泛應用.圖1為典型的半橋電路結構,當功率管Q1導通、Q2關斷或Q1關斷、Q2導通時,電源通過變壓器把能量傳遞給負載電容,電感L處于充電狀態,輸出電流增加.當Q1和Q2關斷后,二極管D1和D2導通,變壓器線圈上的能量通過D1和D2以電流的形式進行泄放,電感L處于放電狀態.該電路的功耗主要來源于功率管Q1，Q2的開關損耗和二極管D1，D2的反向恢復損耗.其中,本文中功率管Q1, Q2為功率VDMOS器件,二極管D1,D2為VDMOS器件的體二極管.

本文所研究的VDMOS器件原胞和終端結構如圖2所示.該器件外延層厚度為52 μm，摻雜濃度為7.5×1013cm-2,其原胞區采用了結深為3.6 μm的p-body,注入劑量為5.5×1013cm-2.其終端區通過6個場限環的結構進行水平方向的耐壓,每個場限環的結深為4.2 μm,注入劑量為3.0×1014cm-2.本文所研究的600 V VDMOS器件的電流為4 A.芯片采用標準TO-220封裝.該器件的擊穿電壓為670 V,如圖3所示.

圖1 半橋電路系統工作示意圖

圖2 VDMOS器件剖面圖(單位:μm)

圖3 VDMOS器件的擊穿電壓

2 反向恢復特性

圖4為VDMOS器件體二極管反向恢復過程的電流和電壓曲線.反向恢復過程主要分為3個階段:正向導通階段、體二極管中少數載流子反向抽取的初始階段和恢復階段.T1時刻為正向導通階段,VDMOS器件受到外界電流應力,體二極管正向導通,電流由器件源極流向漏極,此時器件兩端電壓為正向導通電壓,約0.7 V.T2時刻為體二極管中少數載流子反向抽取的初始階段,由于受到外界電壓應力,少數載流子被快速抽取,形成的反向抽取電流以固定的di/dt增加,并在該階段末達到最大值IRRM.在該階段中,外延層中的空穴與p-body中的電子形成電勢差,使器件漏源電壓只能緩慢增加.T3時刻為反向恢復階段,器件兩端電壓迅速增加,器件同時承受高電壓和大電流,形成高功率區域,導致該區域溫度升高,該階段為器件失效的主要階段.

圖4 VDMOS器件寄生體二極管反向恢復過程的電流和電壓曲線

圖5為VDMOS器件寄生體二極管正向導通時(圖4中的T1時刻)的電流與少數載流子(空穴)的分布情況.此時,器件體二極管處于正向導通狀態,空穴載流子由p-body注入到外延層中.電流以源極金屬為起點,通過p-body流向漏極,載流子會沿著不同的電流路徑運動,如圖5(a)中A,B,C,D四個方向,在每個方向上都會有少數載流子注入,使得原本在器件中只起耐壓作用的終端區域,也不可避免地貯存了大量的少數載流子.每條路徑上少數載流子的分布近似為

(1)

式中,τHL為大注入載流子壽命;La為雙極性擴散長度;q為電子電荷電量;d為沿電流路徑從p-body到漏極的路徑長度;JT為載流子密度.

由圖5(b)可知,空穴的濃度由原胞區向終端區逐漸降低,沿圖中A-A′線進行分析,可看出原胞區下方的空穴載流子濃度達到1.8×1016cm-3,隨著橫向距離的增大,空穴的濃度降低,最終穩定在2.7×1014cm-3左右.

圖6為體二極管反向恢復階段時(圖4中T3刻)的電流與空穴載流子的分布情況.器件進入體二極管反向恢復后,原本貯存在N型外延層中的空穴載流子被反向抽取,經過p-body區域到達源極金屬.終端區貯存的大量載流子將通過最靠近終端區的原胞進行泄放.如圖6所示,VDMOS器件在反向抽取過程中,終端區大量的空穴電流流向最外側的原胞,形成一股大電流,流經p-body區,到達源極金屬.此時器件漏源兩端的電壓達到230 V,該區域就成為高功率區,其功率密度可根據下式計算:

圖5 VDMOS器件體二極管正向導通時的電流分布及空穴載流子分布

圖6 VDMOS器件在T3時刻的空穴載流子分布、電流密度分布及電場分布

pd=JtotE

(2)

式中,Pd為功率密度,W/cm3;Jtot為該區域的總電流密度, A/cm2;E為該區域的電場強度,V/cm.

高功率區域隨著時間的推移會形成焦耳熱,導致溫度升高,其溫度變化為

(3)

式中,P為功率;K和α分別為熱傳導系數和熱擴散系數,其值為1.3 W/(cm·K)和0.8 cm2/s.

圖7為VDMOS器件在反向恢復過程中的溫度變化情況.可看出,VDMOS器件的高溫部分主要集中在原胞p-body區域.T1時刻為VDMOS器件寄生體二極管正向導通的情況,此時,器件只有4 A的正向電流和約0.7 V的正向導通電壓,器件功率很低,不會產生熱量,因此溫度維持不變.T2時刻為VDMOS器件寄生體二極管中少數載流子反向抽取的初始階段,器件的反向抽取電流達到30 A,而此時漏源兩端耐壓僅40 V,器件功率較低,只會產生較少熱量,溫度開始緩慢升高.T3時刻為VDMOS器件寄生體二極管的恢復階段,器件的電流和耐壓均較高,功率很高,產生較高熱量,溫度開始明顯增加.圖7(b)為在T3時刻的三維溫度分布圖,由圖可知,VDMOS器件在p-body區域的溫度遠高于器件其他部分的溫度.

圖7 VDMOS器件體二極管反向恢復過程溫度變化情況

隨著溫度的升高,器件寄生三極管基區的電阻增大,內建電勢降低,同時伴隨著較大位移電流和反向恢復電流,觸發寄生三極管的開啟,電流發生倍增效應,從而導致器件損壞.寄生三極管基區電阻率ρ、內建電勢Vbi與溫度T的關系如下:

(4)

(5)

圖8 VDMOS器件失效時的電流分布

3 測試結果

圖9(a)為600 V 4 A等級的VMODS器件寄生體二極管的反向恢復測試電路.當功率開關管開啟時,電源對電感進行充電,電感電流增加;當功率開關管關斷后,電感通過被測器件的寄生體二極管

圖9 VDMOS器件體二極管反向恢復特性測試

進行續流,使被測器件寄生體二極管處于正向導通狀態.當功率開關管再次開啟時,電源電壓加在被測器件的兩端,使被測器件進入反向恢復過程,即本文研究的過程.圖9(b)為VDMOS器件發生失效時的電流、電壓測試波形,由圖可知,器件反向恢復電流的峰值為12 A,當反向恢復電流為5.8 A時,器件失效,發生失效的時刻與圖4中的T3時刻相似.這是由于器件的p-body區在高電場和高電流密度下,產生焦耳熱,溫度升高,使得器件寄生三極管基區電阻增加,內建電勢降低,觸發寄生三極管開啟,進而導致VDMOS器件失效.

圖10為VDMOS器件失效的顯微照片.可看出器件的失效位置為最靠近終端區域的原胞位置.對比圖10和圖8,可證實理論分析與實際測試一致,即VDMOS器件在體二極管反向恢復過程中,由于器件寄生三極管開啟,使得電流集中匯聚到最外側的原胞區,并在該處產生大量的焦耳熱,最終使器件的最外側原胞成為薄弱點.

圖10 VDMOS器件失效的顯微照片

4 結語

本文借助Sentaurus TCAD仿真軟件研究了600 V VDMOS器件寄生體二極管的工作過程. 模擬和實驗結果表明,在VDMOS器件的寄生體二極管正向導通時,由于電流的流動,終端區會貯存大量的少數載流子,在反向恢復時,貯存的少數載流子會以單股電流的形式被抽取,這股大電流流經p-body區到達源極金屬,導致VDMOS器件最靠近終端位置原胞的p-body區域溫度升高,觸發寄生三極管開啟,造成VDMOS器件失效.

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