遙測信號檢測中多普勒影響及其補償研究

王志國，吳海洲，王鵬毅

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北石家莊050081)

0 引言

PCM/FM調制方式是目前航天器遙測系統中廣泛應用的一種編碼調制方式。飛行器測控首先需要完成信號檢測，在低信噪比的條件下，基于幀頭相關的調頻遙測信號檢測技術［1］能夠實現弱信號的高概率檢測。幀頭相關檢測采用檢測峰值與門限值進行比較，相關峰值越高檢測概率越大，因此考察相關檢測峰值的大小能夠反映信號檢測性能的優劣。飛行器目標一般具有較高的動態特性，在大多普勒頻移條件下，幀頭相關檢測的積累效率變低。要實現幀頭相關的高概率檢測，需要對多普勒頻移進行補償，提高幀頭相關檢測的積累增益。

1 多普勒頻移對相關檢測峰值影響

幀頭相關檢測的方法是根據調頻遙測信號［2］幀格式的特點，采用本地數據與解調后的遙測信號進行匹配濾波檢測的方法。在低信噪比條件下通過增加相關累加的碼長能夠實現信號的高概率檢測，其系統流程如圖1所示。

圖1 信號檢測流程

由圖1可見，低信噪比下調頻遙測信號檢測采用基于幀格式的幀頭相關檢測方法，需要對信號進行解調和幀頭相關峰值檢測。PCM/FM接收信號表示為:

式中，fr(t)為接收信號;a為信號幅度;fc為載波頻率;fd(t)為多普勒頻移;kf為調制指數;m(t)為調制信號;θ0為初始相位。由于多普勒一次變化率為幾十kHz/s，在要求的ms量級檢測時間內可認為多普勒頻移保持不變，即fd(t)=fd。同時可以假設初始相位θ0=0。經過A/D后信號為:

式中，T為采樣周期。

信號經過下變頻和N倍下抽取后，得到I、Q兩路基帶信號為:

式中，A為幅度值;Ts為下抽取后的采樣周期，Ts=T/N。由式(3)、式(4)經過I、Q差分解調可得解調信號為:

由于調制數據m(n)是取值為+1、－1的二值函數，因此解調數據m′(n)可表示為:

將解調信號與本地碼L(n)做幀頭相關，對低信噪比信號進行N幀積累檢測。采用本地碼幀頭為EB90，其余位均為0。當幀頭對齊時將會產生一個相關檢測的峰值，歸一化檢測結果為:

由以上分析，從基帶信號I、Q兩路信號作為輸入進行仿真考慮多普勒頻移為:－1～+1 MHz。在多普勒實現抵消的條件下不同信噪比的檢測結果在參考文獻［1］中已經介紹，因此僅考慮取低信噪比為－5 dB，其相關檢測峰值與多普勒頻移之間的關系如圖2所示。

由仿真圖形可以看到，幀頭相關檢測峰值在多普勒頻率為0 Hz時達到最大，此時信號檢測概率最高。幀頭相關檢測峰值隨著多普勒頻率的改變而變化，這就造成門限值無法確定，不能完成信號高概率檢測。

圖2 幀頭相關峰值與多普勒頻移關系

2 低信噪比條件下多普勒補償方法選擇

常用多普勒頻移的補償方法包括:頻域上基于FFT的多普勒補償［3］、基于線性預測的多普勒頻率估計［4］、時域上的解調數據去除直流分量的方法、基于二階數字鎖相環(DPLL)頻率跟蹤［5］、基于鎖頻環的頻移補償以及多路補償的方法等。不同于單音信號，PCM/FM調制信號的頻譜在有效帶寬內展寬分布，因此基于FFT的補償方法不適用。基于線性預測的多普勒頻率估計方法，需要進行AR模型的數據外推和短時傅里葉變換，在高信噪比條件下能夠實現補償，但是在較低信噪比下其估計誤差過大，因此該方法不適用。由文獻［1］可知，低信噪比(－5 dB)調頻遙測信號，解調后的誤碼率很高不能實現信號的正確解調。因此時域上的解調數據去除直流分量的方法不能夠實現多普勒頻移的補償。飛行器目標具有較高的多普勒頻移，一般考慮頻率變化為－1～+1 MHz。在大動態范圍和低信噪比條件下，鎖頻環以及鎖相環不能夠實現頻率和相位鎖定。

多普勒頻移多路補償的方法是在調頻遙測信號下變頻過程中采用中心頻率不同的本地混頻信號，將中心頻率和多普勒頻移同時濾除。多路補償不要求進行多普勒頻移的檢測和估計，因此對高動態和低信噪比信號具有較好的適用性。綜上，對于高動態低信噪比調頻遙測信號的多普勒補償考慮采用多路補償的方法。

3 多路補償方法

PCM/FM調頻遙測信號［6］在低信噪比條件下，要實現可靠的幀頭相關檢測得到較高的相關峰值，就需要長的積累時間滿足增益要求。但由于目標動態大，積累值將出現較大的頻偏抖動，使相關檢測峰值減小，降低積累效率。因此要實現遙測信號高概率檢測，需要對接收信號進行多普勒頻移補償。

對于高動態低信噪比信號，由于其大的多普勒頻移以及較低的信噪比，基于頻移估計的多普勒補償方法不適用。多普勒頻移多路補償的方法是對接收到的調頻遙測信號進行多路并行的信號檢測，每路檢測采用不同的本地中心頻率進行下變頻處理，取各路幀頭相關檢測峰值中的最大值與檢測門限進行比較，其信號檢測框圖如圖3所示。

圖3 多普勒頻移多路補償

綜合考慮硬件的處理能力以及多普勒對檢測峰值的影響，在多普勒變化－1～+1 MHz做20路補償，補償間隔為0.1 MHz。取輸入信號普勒頻移值為0.2 MHz，其補償后各路補償點的相關檢測峰值如圖4所示。

圖4 fd=0.2 MHz多路補償仿真

多路補償在頻移點(0.2 MHz)位置對應的第7路中得到了相關檢測的最大峰值，因此可見多路補償的方法能夠達到補償效果。

仿真對于多普勒頻移不同的輸入信號進行補償的效果，考慮信號的多普勒頻移－1～+1 MHz，間隔為0.1 MHz，輸入信噪比為－5 dB。采用如圖3所示的20路補償方法，其仿真結果如圖5所示。

圖5(a)為對應各多普勒頻移點20路補償中相關檢測峰值的最大值(即Rmax)。圖5(b)表示對于各多普勒頻移點，20路補償中取得最大值的支路所補償的頻率值。由圖5可知，取得最大值的補償支路的頻率補償值與多普勒頻移值大致成一條斜率為1的直線。在存在多普勒頻移的條件下，幀頭檢測的峰值被限制在一個小的波動范圍內，檢測門限值能夠確定。因此多普勒頻移多路補償方法能夠實現多普勒頻移的補償。在低信噪比高動態條件下，能夠實現調頻遙測信號高概率檢測。

圖5 多普勒頻移多路補償仿真

4 結束語

高動態低信噪比調頻遙測信號的高概率檢測是航天測控的關鍵技術之一。幀頭相關檢測峰值受多普勒頻移影響明顯。通過仿真顯示:采用多路補償方法，相關檢測峰值在補償值與頻移最近的支路取得最大值。可見多路補償的方法在低信噪比高動態條件下是有效的。

［1］吳海洲，王志國，王鵬毅.基于幀格式調頻遙測信號檢測方法分析［J］.無線電工程，2012，42(5):18 －20.

［2］張 輝，曹麗娜.現代通信原理與技術［M］.西安:西安電子科技大學出版社，2008:189－216.

［3］周三文，黃 龍，盧滿宏.FFT在高動態擴頻信號捕獲中的應用［J］.飛行測控學報，2005，24(2):61 －64.

［4］劉志華，黨宏杰.基于線性預測的多普勒頻率估計方法研究［J］.無線電工程，2010，40(10):20 －23.

［5］鄭立崗.數字接收機若干技術研究及系統實現［D］.成都:電子科技大學博士學位論文，2004:84－98.

［6］海 川.高速率遙測信號調制解調技術研究［D］.西安:西安電子科技大學碩士學位論文，2008:34－50.