數字家庭網關射頻濾波電路設計與仿真

曾清祺

（福建星網銳捷通訊股份有限公司，福建 福州 350002）

0 引言

數字化、網絡化的普及使得數字家庭網絡進入了千家萬戶。數字家庭網絡延續了公共網絡的功能和應用，以有線或無線的方式連接各種終端，對家庭中的家用電器、能信設備、安全保障等設備進行控制和管理。數字家庭業務主要可分為寬帶通信與網絡服務、家庭內部高速數據信息共享和影音娛樂以及家庭智能化和自動化控制服務這 3大類[1]。由于數字家庭網絡的范圍不大，所以利用無線網絡技術組建數字家庭網絡是發展的趨勢[2]。目前802.11b/g/n無線傳輸協議在家庭網關中得到了廣泛應用，常常利用2.4 GHz ISM頻段進行數據傳輸。

1 數字家庭網關硬件系統架構

家庭網關作為數字家庭網絡中的核心設備，主要實現路由、橋接、地址分配與管理、協議轉換、VPN以及防火墻等功能[3]。目前，家庭網關已成為家庭內部網絡和外部網絡的鏈接橋梁和門戶；還可以從智能家庭外部搜索適合用戶設備的服務，以滿足和擴大用戶的需求和資源共享度[4]。數字家庭網關的硬件系統架構一般采取模塊化方式進行設計，隨著集成電路工藝的發展，將不同模擬電路模塊整合在單一芯片中形成完整的系統，也即片上系統（SoC），已經成為發展趨勢。一個典型的數字家庭網關硬件架構如圖 1所示[5]。這里重點對硬件架構中射頻傳輸濾波器設計展開闡述。

圖1 數字家庭網關典型硬件架構

2 射頻濾波電路設計與仿真

2.1 采用集總參數實現濾波電路設計

隨著WLAN的技術得到真正的推廣應用，無線網絡已經可以與有線形成無縫的網絡[6]，在 WLAN技術中需要采用到射頻濾波電路。以下以數字家庭網關常用的2.4 GHz濾波器為例進行BPF設計說明。以常用的三元素“T”形網絡設計及其展開為實例來說明這一設計方法，包含理論計算和EDA設計和仿真兩部分。

2.1.1 元件初始參數理論計算

筆者選用Chebyshev濾波器來進行濾波網絡初始參數的設計，Chebyshev濾波器具有和理想濾波器的頻率響應曲線之間的誤差小的特點，是比較成熟的模型，在工程設計中可以利用已有參數表來進行計算，文中選用0.5 dB 等紋波Chebyshev濾波電路，其帶內平坦度要優于3 dB等紋波濾波電路，而其通帶向阻帶過渡的陡峭特性會受到一些影響，后續可以借助仿真軟件進行優化。

首先設計一個LPF電路原型，如圖2所示，根據0.5 dB等紋波Chebyshev歸一化LPF參數，將3階時的參數代入上述原型電路，得GHz頻段的工作頻率范圍在2.412～2.484 GHz之間，因此，可設計一個BPF，以2.4 GHz為中心頻率，帶寬為20%，即可滿足此要求。LPF電路表示為串聯電感和并聯電容的形式（見圖2），而HPF電路則表示為串聯電容和并聯電感的形式，因此，二者組合而成的BPF，為串聯支路上電感串電容，同時并聯支路上電感并電容的形式，變換后的模型如圖3所示。

圖2 三元素T形LPF原型

圖3 集總參數BPF仿真電路

其中，串聯支路上的電感和電容參數計算如下[8]：

并聯支路上的電感和電容參數計算如下：

考慮到此濾波器的輸入/輸出阻抗為50 ?，需對參數作變換。在濾波器電路中，阻抗變換是一個線性比例的變換，也即，在上述歸一化參數的基礎上，對電感乘以 50，對電容除以 50。變換后的參數

2.1.2 仿真及參數優化

以下采用Agilent公司的EDA軟件ADS進行這部分電路的仿真和調整。將上述2.1.1節理論計算出的參數代入電路，得到仿真電路圖，如圖3所示。對其進行仿真，結果如圖4(a)所示，發現S11參數的谷底落在頻率2.200 GHz處，為-50.107 dB，而2.4 GHz頻率處，S11僅為-14.068 dB，與設計預期有偏差。

對于這個設計結果，有兩個問題要解決。第一個問題是中心頻點的問題，第二個問題是如何實現的問題：根據本設計理論計算的結果中，需要用到0.17 pF的電容和0.6 nH的電感，如此小量級的電容和電感在實際中很難生產和采購。所以必須對理論計算結果進行調整?？梢园幢壤{整L和C的值來趨近預期目標。串聯諧振及并聯諧振的諧振頻率中心點為，可以對L，C分別作一些調整，使其中心頻點向預期的2.4 GHz靠攏。為使取值符合實際方便于實際采購通用量值，可以借助一些知名廠商的數據庫，例如Murata Library等開放性資源來選擇電容和電感，以保證所選用的器件是實際可以采購到的。按照這種思路，筆者將參數進行了調整，調整后串聯支路上的電容為 1.6 pF，而電感相應減小為 2.7 nH，同樣并聯支路上的電感增大為1.8 nH，相應地電容調整為2.4 pF。

圖 4(b)為按比例更改參數后的仿真結果，與圖4(a)相比，S21參數的BW被大大展寬了，因此要針對這個問題再進行參數調整。

圖4 集總參數BPF仿真結果

參數的調整并非盲目，可依據理論公式來找到參數調整的趨向性。從上述2.1.1節理論計算中可發現，若要使通帶頻寬縮窄，對于串聯支路，應使電感值調大、電容值調小；反之，并聯支路的電感值要調小，電容值要調大。調整后串聯支路上的電容為1 pF，電感相應減小為4.3 nH，同樣并聯支路上的電感增大為1 nH，相應地電容調整為4.3 pF。調整后重新仿真發現，S11參數谷底頻率在2.4 GHz，在2.412～2.484 GHz范圍內其回波損耗大于30 dB，可以滿足設計要求，同時其S21參數的帶通也明顯縮窄。最后，在設計參數基本定型后，還可借助EDA工具，如ADS的Tuning工具進行微調，這個工具的優點是可以在調整參數值的同時實時看到曲線變化的趨勢，使參數調整更有針對性。

2.2 采用分布參數設計來實現濾波電路

上述步驟采用的是利用小量值電容、電感分立元件實現濾波電路的方法。隨著濾波工作頻率的升高，再采用這種方法，必然導致所需的電容和電感量值越來越小，當電容容量為fF級，電感感量小于1 nH時，由于寄生參數影響，集總電路難以實現，同時要求射頻器件具有尺寸小、重量輕、低插入損、高頻率選擇性等特性[9]。這種情況下，可以充分利用射頻信號的特性，根據特殊的傳輸線構造所需的濾波電路。這里將還以2.4 GHz傳輸線為例，將上述設計的集總參數BPF轉換成利用采用微帶線來實現，同樣包含了理論計算和EDA輔助設計和仿真兩部分進行闡述。變換的理論依據如下。

集總參數原理設計圖為什么能夠變換成微帶線設計圖呢？根據傳輸線理論，每條單獨的微帶線都可等價為小段電感串聯和小段電容并聯。均勻無耗傳輸線的輸入阻抗為[10]：

而當傳輸線的終端開路時，相當于LZ為∞，則此時輸入阻抗為:

在實際設計中，串聯傳輸線的結構不易在微帶線電路上實現，而并聯電容則可以很方便地使用終端開路的微帶傳輸線實現，Kuroda規則可將電路中串聯終端短路傳輸線轉變為易于實現的開路傳輸線。

2.3 借助ADS進行設計

采用EDA工具來進行輔助設計，可以簡化設計過程、大大提高設計效率。下面對采用ADS進行分布參數構造的微帶線平行耦合濾波器的設計方法進行闡述。

2.3.1 理論計算微帶線單元初始參數

微帶線單元具有濾波特性，但單靠一個微帶線單元，其濾波通道的陡峭性差，需要將多個單元級聯，以達到良好的濾波特性。仍以常用的 2.4 GHz為中心頻點來設計該傳輸線的微帶濾波器，使其帶通范圍在2.3～2.5 GHz之間。

首先確定歸一化帶寬

接著需確定耦合微帶線各節偶模特性阻抗0Z e和奇模阻抗0Z o，這兩個參數在后續采用 Linecalc計算時將會用到[8]。

此處采用5階0.5 dB Chebyshev濾波器的低通原型來計算，各參數的值為[7]：

濾波器需要6節耦合微帶線來級連，經計算得到各節的奇偶模特性阻抗如下：

2.3.2 利用ADS計算初始參數及仿真

接下來要計算微帶線的W，S，L初始值，這3個參數分別表示耦合微帶線的寬度、間隙和長度。可以使用ADS的計算工具Linecalc進行計算。這里對幾個重要參數進行說明：T為微帶線厚度；H指的是第一層與第二層之間的介質厚度(即微帶線介質基片厚度)；Cond指的是微帶金屬片的電導率，銅的電導率一般取值為5.8e7；Mur為微帶線介質基片的磁導率，一般取值為1；εr為微帶線介質基片的相對介電常數，這個與實際使用的PCB的材質及制板廠家有關，以下計算取常用PCB的值為3.8[11]。

各級耦合微帶線的參數計算選擇MCLIN模型，將前面計算過的奇模、偶模特性阻抗及基材相關參數作為輸入條件，從而計算出各節耦合微帶線的W，S，L初始值。與此相類似，需計算濾波電路的左、右兩端微帶線尺寸的 W，L值，但應采用普通微帶線模型MLIN[12]。

至此，以 2.3.1計算的奇模/偶模電阻為基礎，通過 Linecalc計算得到的各節微帶線尺寸如表 1所示。

表1 平行耦合微帶線及兩端結點初始尺寸計算結果 mm

接下來，需將W，S，L初始值輸入原理圖各節點中，如圖5所示。

圖5 微帶線BPF設計原理

2.3.3 原理圖優化

對圖5的原理圖進行仿真，仿真結果如圖6(a)，可見，采用理論計算初始參數的仿真結果并不理想，這時可用OPTIM工具進行優化。此時，應將W，S，L設為變量，即，將圖5中具體的W，S，L數據用變量 W1，S1，L1等表示，優化后，尺寸將被自動調整，可以用“Update Optimization Values”功能可將優化后的值保存到原理圖中。

優化目標設置：對于本次設計微帶濾波，希望在以2.4 GHz為中心頻率的通帶內擁有盡可能小的S11和盡可能大的S21，因此，將帶內S21設置為大于-1.5 dB，S11設置為小于-20 dB，而希望帶外的衰減大一些，則將其優化目標設置為衰減大于20 dB。則在優化時，將以這幾個目標為依據進行參數的計算。設置好優化目標后再重新進行仿真，仿真結果如圖 6(b)所示，可見比優化前得到了很大改善，達到了預期的效果。

2.3.4 版圖生成及仿真

采用Momentum對電路版圖進行仿真，版圖仿真比單純的原理圖仿真更接近實際情況。所以利用微帶線構造濾波電路，必須進行版圖仿真后才可制板。生成的版圖如圖7所示。

圖6 微帶線BPF仿真結果

圖7 微帶版圖生成

經過優化調整，版圖仿真結果達到的效果如圖8所示，其2.4GHz頻率處的s21參數值為-1.090，S11參數值為-21.067，濾波效果及陡峭性均比較理想。需注意的是，如果版圖仿真得到的曲線不滿足指標要求，那么要重新回到原理圖窗口進行優化仿真，可以通過改變優化變量初值、調整優化目標參數等方法進行重新優化，同時結合 ADS的 Tuning工具來進行參數調整，然后重新進行版圖仿真，重復以上步驟，直到版圖仿真結果達到設計要求。

圖8 微帶版圖仿真結果

3 結語

文中對數字家庭網關的硬件設計結構進行了介紹，重點對其中的射頻傳輸線設計進行了研究，分別從集總參數實現及分布參數實現兩種方案闡述了從理論計算、借助ADS設計、仿真和優化的完整流程，并以2.4 GHz為中心頻點的帶通濾波器為例進行設計，對其中遇到的仿真結果偏離、實際器件參數選擇等問題提出了解決方案。文中對家庭網關的的硬件設計中射頻傳輸線濾波電路的設計具有實際的應用價值。

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