基于雙頻PFM控制模式的升壓式DC-DC變換器

常昌遠 陳瑤 李俊 朱銘強

(東南大學集成電路學院，南京 210096)

近年來，隨著便攜式電子產品的不斷發展，人們對開關電源的要求進一步提高，提高效率以延長使用時間成為DC-DC變換器的熱點研究方向［1-2］.脈寬調制 PWM 與脈頻調制 PFM 是 DCDC變換器中使用較為普遍的2種控制方式.為了保證在重載時正常工作，PWM控制方式必須采用較高的頻率，但在輕載情況下，高的工作頻率會導致效率低下；而便攜式電子產品大部分時間都工作在輕載狀態或待機狀態.為了有效增加電池使用時間，DC-DC變換器中更多使用的是PFM控制方式.常見的PFM 調制模式包括強制PFM 模式［3］、Burst模式［4］、Skip 模式［5］等.其缺點在于，負載范圍窄，輸出紋波大，且其工作頻率是連續變化的，頻譜峰值沒有規律，從而會產生較大的電磁干擾［6］.

在傳統的PWM和PFM基礎上，本文設計了一種采用雙頻控制方式的DC-DC變換器.這種控制方式可提供2個工作頻率，通過檢測負載的變化，使電路在這2個頻率之間切換，從而穩定輸出電壓.這種控制方式克服了PWM在輕負載時效率低的缺點，且與傳統的PFM相比，頻譜峰值分布有規律，有效降低了EMI［7］，便于后續濾波器的設計.

1 設計原理

雙頻PFM控制電路的示意圖見圖1.圖中，Vout，Vref分別為輸出電壓和參考電壓.選用誤差比較器和PFM控制器來對振蕩器進行控制，從而在振蕩器中產生2個振蕩頻率.誤差比較器檢測輸出電壓，根據負載情況，選擇不同的充電電容，以產生不同頻率的控制信號.PFM控制器則根據輸出的紋波電壓來實現跨周期控制.因此，誤差比較器的輸出信號和PFM控制電路的輸出信號共同決定了振蕩器的輸出信號CLK［8］.

圖1 雙頻PFM控制電路

設雙頻PFM選取的2個頻率為fH和fL(fH＞fL)，對應的工作周期分別為TH和TL(TH＜TL).由于PFM的導通時間Ton是固定的，因此這2個頻率分別對應2個不同的占空比DH和DL(DH＞DL).當系統工作在重載時，輸出電壓低于設定輸出值的下限，雙頻PFM調制方式選擇高頻脈沖信號，對應于大占空比DH.而當系統工作在輕載時，輸出電壓高于設定輸出值上限，雙頻PFM調制方式選擇低頻脈沖信號，對應于小占空比DL，從而使輸出電壓穩定.當系統工作在中載(即輸出電壓處于中間狀態)時，選擇2個頻率的不同組合來穩定輸出電壓.設功率開關管以頻率fH工作n個周期后，又以頻率fL工作m個周期.定義雙頻脈沖頻率調制方式下的等效占空比De為［1］

由式(1)可知，0≤M≤1，且隨著m/n的不斷變大，M 趨近于 1.當M=0時De=DH，此時電路的工作頻率為 fH.當0＜M ＜1 時，DL＜De＜DH，雙頻PFM調制方式則會選擇不同的頻率組合，電路的等效工作頻率在fH和fL之間.當M=1時，De=Dm，此時電路的工作頻率為fL.因此，M 越大，電路工作在低頻fL的時間越多.

假設功率管工作在開關條件下，在每一個周期的導通和關斷瞬間，由于漏極電流Id和漏源電壓Vds有交疊部分，功率開關管將產生一定的開關損耗.令每一次開關損耗均為WSW，功率管產生的導通損耗為WCON，則總損耗WLOSS=WSW+WCON.

在整個周期TS內，雙頻PFM 的轉換效率為［4］

式中，Vin為輸入電壓；Ton為功率開關管的導通時間；fe為等效頻率；L為電感；R為負載電阻.

PWM的轉換效率為

由式(4)和(5)可知，輕載工作(即fe較小)時，由于PWM調制方式的工作頻率固定，隨著負載電阻的增大，效率明顯降低.而采用雙頻PFM調制方式的升壓型 DC-DC變換器的轉換效率只與等效頻率有關，與負載電阻R無關，故此時輕負載下具有較高的效率.由此可知，雙頻PFM調制方式可有效提高輕載下的效率.

雙頻PFM控制信號以脈沖序列周期進行循環［9］，其傅里葉變換為［10］

與傳統的PFM調制方式相比，雙頻PFM控制方式的頻譜不再孤立、分散，它存在大量邊頻，頻譜能量分散到更多的頻率點上，從而使得其離散諧波峰值降低，電磁干擾噪聲水平也隨之降低，故DCDC變換器更容易滿足相應的EMI標準.

2 電路設計

2.1 電路架構與參數選取

升壓式PFM控制器的基本結構如圖2所示.

圖2 升壓式PFM控制器的基本結構

為了滿足不同的輸入電壓，在升壓電路中，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的升壓關系為

式中，Don表示導通占空比.

由式(7)可知，如果要使電路在0.8 V時正常工作，且輸出電壓Vout達到5 V，則Don≥84%，這對應于低輸入電壓下的情況.另一方面，由于正常輸入電壓通常在2.5 V以上，故此時Don≥50%.

在實際的雙頻PFM控制方式中，設置一個低輸入電壓工作頻率fL和一個普通電壓工作頻率fH.主功率開關管的導通時間Toff為固定值，且fLToff=16%，fHToff=50%.由此可得，fL∶fH=16∶50.

考慮紋波、效率等諸多因素，雙頻振蕩器的2個頻率分別設置為fL=160 kHz，fH=500 kHz.

2.2 雙頻振蕩器設計

雙頻振蕩器是PFM控制器中的核心模塊.在DC-DC變換器結構中，振蕩器的振蕩頻率是通過環形振蕩器產生振蕩頻率來實現的.N級環形振蕩器的周期可以表示為

式中，CL為負載電容；βp=μpCOXWp，βn=μnCOXWn，其中μp，μn分別為P，N溝道電子運動的遷移率，COX為單位面積柵極電容，Wp，Wn分別為 PMOS，NMOS管的寬長比.

這種環形振蕩器可近似等效為一個RC網絡.要改變振蕩器的振蕩頻率，就需要改變其等效的電阻值或電容值；集成電路中最容易實現的是改變電容值.在實際電路中，可以通過選擇并聯1個電容的方法來切換工作頻率.

圖3為振蕩器的實際電路.由圖可知，2個電容C1和C2是并聯的，且C1較大.EN2是外接的檢測電平，控制著C1.

圖3 雙頻振蕩器實際電路

EN2信號通過檢測負載電流得到.當EN2為低電平時，C1導通，從而與C2并聯，故等效電容為C1+C2；當EN2為高電平時，等效電容為C2.負載電流越大，EN2信號關斷的時間越長，C2單獨充電的時間也越長，所以高頻率的方波越多.EN3信號通過檢測輸出電壓Vout得到.當EN3為低電平時，電路的CLK信號只輸出低電平，相當于跳周期.假定輸出電壓Vout=5 V，當CLK輸出方波時，Vout不斷升高，超過5 V時，則EN3輸出低電平.由于功率管受PFM控制器控制，仍要繼續運行一段時間，故Vout仍將繼續升高一段時間，而后才會下降.

圖4為不同負載電流If下雙頻振蕩器的仿真輸出波形圖.由圖可知，輕載時，只有低頻輸出.隨著負載電流的不斷提高，2種頻率的波形同時出現，且高頻段所占比例不斷增加.這是雙頻PFM控制模式獨有的工作方式.

3 版圖設計與測試

圖4 不同負載電流下的輸出CLK信號波形

芯片設計采用方正微電子0.5 μm CMOS工藝.電路的整體版圖見圖5.芯片尺寸為800 μm×640 μm.整體電路中，功率MOS管和控制電路分開布局，控制電路中的使能電路、限流電路均靠近功率MOS管.電阻用于填充控制電路.為了對輸出電壓Vout進行微調，需要設置燒鋁接口，與大電阻相連.芯片指標通常在應用環境下測試得到.電路的啟動過程見圖6.由圖可知，當輸入電壓為3 V時，經過50 μs后輸出電壓能夠穩定在5 V.

圖5 芯片版圖照片

通過測試來驗證電路是否能夠隨著負載的變化在雙頻之間進行切換，并保持正常工作.雖然不能直接測試振蕩器信號，但是電路中LX接口輸出的是頻率與振蕩器相同的方波，通過檢測LX接口就可以觀察到振蕩器的頻率變化情況.

圖6 輸入電壓為3 V時的輸出電壓變化曲線

輕載條件下變換器的LX波形見圖7(a).由圖可知，LX方波全部為同一頻率的信號，并未產生變化.由于輸出電壓和LX之間存在1個二極管，故LX端的電壓存在一定壓降.

中載時LX信號的波形見圖7(b).由圖7(b)可知，在原有的低頻信號中出現了一部分高頻信號.重載下LX信號波形見圖7(c).由圖7(c)可知，方波全部由高頻信號構成，低頻信號很少.實際測試結果表明，芯片能夠根據負載的變化在雙頻之間切換，輕載下以低頻工作為主，重載下則以高頻工作為主，中載下2種頻率的波形并存.由此說明，電路設計是有效的.

圖7 LX信號波形

電源轉換效率是指電源的輸入功率與輸出功率的比值.負載電流與轉換效率的關系曲線見圖8.由圖可知，負載電流為100 mA時轉換效率大于80%.

圖8 負載電流與轉換效率的關系

芯片的實際測試結果見表1.表中，典型轉換效率是在輸入電壓為3.6 V且負載電流為50 mA時得到的.

表1 芯片測試結果

4 結語

本文設計了一種基于雙頻PFM控制模式的升壓式DC-DC變換器.首先選定2個固定的頻率點，通過檢測負載的變化，使得輕載或重載時變換器工作在其中的1個頻率下，而中載時則選擇2個頻率的不同組合來穩定輸出電壓.基于方正微電子0.5 μm CMOS工藝設計，并使用Cadence工具進行模擬和版圖設計.測試結果表明，系統的典型轉換效率達到83.2%，芯片實際性能達到設計要求.由于這種控制方式只需產生2個頻率，因此其頻譜峰值更有規律，便于后續濾波器的設計.本質上來說，本設計充分利用了傳統PWM和PFM的各自優點，然而如何均衡效率與EMI性能，進行電路優化設計，則有待進一步深入研究.

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