基于DSP的正弦逆變電源設計

王 博，費 莉，張俊平，李 山

(重慶理工大學電氣工程與自動化學院，重慶 400054)

隨著石油、燃氣等資源的日益匱乏，新能源的發展突飛猛進。新能源發電是新能源利用的最主要方式，諸如太陽能發電、風能發電等。太陽能、風能發電都是將電能儲存在電池中，通過逆變系統將電能供給用戶使用或送回電網，所以對逆變電源的研究有著很大的現實意義。本文設計并研制了2 kW光伏離網型正弦波逆變電源，其LCL濾波器采用了無功容量的參數計算方法，使設計更為簡便。經實驗驗證該電源能有效地抑制諧波，具有良好的動態響應。

1 總方案設計

系統的主電路拓撲采用先升壓再逆變的結構。升壓拓撲常用的有Boost調整器拓撲、推挽拓撲、正激變換器拓撲、反激變換器拓撲等。推挽式拓撲中的2個控制管交替導通，輸出對稱的電壓波形。前級電源在整個周期內都向負載輸出功率，所以推挽式拓撲結構輸出電流瞬態響應快，電壓特性好，在諸多拓撲結構中推挽式拓撲結構電壓利用率最高。推挽拓撲最大的缺點是2個控制管需要承受很高的電壓，功率管的耐壓值必須大于2倍工作電壓?？紤]到逆變系統的前級輸入電壓為48 V，2倍的工作電壓并不會給設計帶來麻煩，從電路結構復雜程度、驅動難易程度、輸入輸出隔離、電路的總功率、轉換效率等角度考慮，推挽拓撲結構比較適合2 kW逆變電源的設計，所以本設計升壓采用推挽拓撲結構［1］。

系統后級采用經典的全橋逆變拓撲結構。自然采樣法的SPWM逆變算法會產生大量的高次諧波，濾波器的設計對諧波控制有很大的影響。傳統的LCL濾波器參數計算一般是在避免LC諧振的基礎上，考慮將濾波器電流控制在一定范圍之內，并且補償基波電流在電抗器上產生的壓降。這種方法計算復雜，計算量大。如果從逆變器無功容量最小的角度考慮，不但滿足濾波器的頻率特性、功率因數等要求，計算還變得簡便，能使系統得到一個干凈的正弦電壓輸出。逆變電源主體系統結構如圖1所示。

圖1 逆變電源主體系統結構

因為IGBT管壓降比較大，驅動時為了其快速關斷，需要加負壓，比較麻煩，保護電路設計也相對復雜，而MOS管的耐壓和帶載能力可以滿足2 kW逆變器的設計，并且MOS管驅動容易，發熱量小，所以本設計使用的功率管為MOSFET。

2 硬件設計

2.1 前級電路設計

2.1.1 推挽拓撲

系統功率為2 kW，電池電壓為48 V，考慮到帶負載時電池電壓會下降，系統做了46 V的欠壓保護。以效率80%計算，工作時前級平均電流I=A，脈沖最大電流約為工作電流的4倍，即54.3A ×4=217.2 A，加上推挽拓撲工作管需要承受2倍電源電壓，前級工作管選用IXYS公司的MOS管IXTQ96N20，其耐壓為200 V，工作時Ids為96 A，承受最大脈沖電流225 A，使用2個管子并聯可以滿足設計的要求，并且 IXTQ96N20內阻只有24 mΩ，工作時開關損耗很小。初級電壓經過高頻變壓器升壓后，達到380 V，滿載電流6 A左右?？紤]安全余量后，整流二極管選擇MOTOROLA公司的功率整流二極管MUR3060，其耐壓為600 V，工作時電流為30 A，最大關斷時間為60 ns。前級功率電路如圖2所示。

圖2 前級功率電路

2.1.2 功率變壓器設計

磁芯面積乘積的計算:

式中:Ap為變壓器面積的乘積數;Po為變壓器輸出功率;K為變壓器系數;ΔB為磁通密度變化量。根據推挽拓撲特點，K 取 0.014，ΔB 取 0.16，效率η假定為80%，可以計算出大概的磁芯面積為24.92 cm4。本設計選取 EE65磁芯，其 Ae為535.00 mm2，Aw為 575.00 mm2，Ap為 30.76 cm4，滿足設計要求［2］。

次級繞組應按220 V有效值計算，次級繞組導線截面積［3］

2.2 后級電路設計

后級輸出電壓為220 V，則功率為2 kW時，工作電流為9.1 A，最大脈沖電流為36.4 A，直流母線電壓為380 V，考慮余量后要求功率管耐壓值超過500 V。FAIRCHILD公司的MOSFET功率管FQL40N50耐壓值為500 V，允許工作電流為40 A，滿足設計要求。后級功率電路如圖3所示。

圖3 后級功率電路

后級輸出部分需要加取樣變壓器(如圖3中T1)，再經電阻分壓后用于電壓閉環的反饋。H橋與地之間串聯 0.05 Ω/5 W 的電阻(如圖 3中R5)，用于電流反饋和過流保護。在前級和后級中間需要加保險絲，當后極功率管發生短路等故障被擊穿時，保險絲同時燒斷保護前級。

LCL低通濾波器是為了濾除SPWM波中含有載波頻率的高頻諧波分量，獲得良好的輸出電壓波形。濾波器的性能主要由L和C之間的諧振頻率決定，LC諧振頻率為

諧振頻率必須要遠小于PWM電壓中所含有的最低次諧波頻率，同時又要遠大于基波頻率。一般fc選為

式(5)中:f1為基波頻率;fhar(min)為最低次諧波頻率。

對于高頻的PWM逆變器，載波頻率遠大于10倍的基波頻率，fc選為載波頻率1/10～1/5，即:≈2.3 kHz。確定了諧振頻率后，L和C的參數還需分別確定。通過濾波器無功容量的角度來選擇L、C參數。濾波器無功容量也間接反映了濾波器尺寸、成本等要素。根據無功容量有

式(6)中:ω1為基波角頻率;ωL為LC濾波器諧振頻率;Uo為輸出電壓有效值;Io為輸出電流有效值。如上所述，L選擇2個1 mH的電感，C選擇4.7 μF 的電容［4］。

2.3 驅動電路設計

驅動電路采用光耦隔離驅動設計。以后級驅動為例，后級驅動頻率采用SPWM通用頻率為20 kHz、TOSHIBA公司的光耦芯片 TLP250，工作頻率為25 kHz，驅動電流最大可達2 A，滿足設計要求。在光耦的輸出端需要串聯快速恢復二極管和電阻。加電阻的作用是限流和防止MOS管開通時印制線的寄生電感和MOS管的寄生電容產生震蕩，這個電阻不大，所以對開通速度的不會產生很大影響。二極管的作用是為了使MOS管GS電荷快速放掉，加快MOS管的關斷速度。

3 軟件設計

系統采用PI算法，通過反饋電壓、電流控制輸出PWM的占空比，從而穩定輸出電壓。系統發生欠壓、過壓、過流故障時，欠壓、過壓、過流保護電路會向DSP的PDPINTx端口輸出一個低電平信號，當PDPINTx引腳變為低電平時，所有的PWM輸出引腳都將立刻變為高阻態。閉環反饋系統控制框圖如圖4所示。

圖4 閉環反饋系統控制框圖

本設計使用TMS320F2812作為系統的控制芯片。DSP2812有2個事件管理器EVA和EVB，使用EVA為前級推挽電路，提供占空比可變的PWM信號，通過反饋電壓計算電壓的誤差，經過PI調節，改變輸出PWM的占空比，穩定輸出電壓。使用EVB為后級逆，提供調制比可變的SPWM信號。SPWM信號載波信號頻率為20 kHz，正弦表點數為400個，輸出正弦頻率為20k/400=50 Hz，每40個正弦點啟動ADC轉換，對電壓和電流進行采樣，電壓的誤差經過PI調節后作為電流內環的給定值，然后計算電流的誤差值。為了提高系統響應速度電流調節器只采用比例調節，經過比例調節后計算出新的正弦調制度，在CMPR寄存器重載時使用［5－6］。A/D采樣中斷服務程序流程如圖5所示。

圖5 A/D采樣中斷程序流程

4 實驗驗證

系統使用48 V大功率直流電源供電，空載時前級電流為350 mA，輸出電壓220 V。使用2個12 Ω大功率波紋電阻串聯作負載，實際測得前級電流為51.2 A，后級電壓為219 V，電流為10 A，系統效率為系統滿載電壓波形如圖6所示。

圖6 滿載電壓波形

系統半載穩定運行時突加50%的負載，系統輸出電壓無明顯波動，系統動態響應良好，如圖7所示。

系統滿載時將示波器采集的波形以數據的形式輸入到Matlab內做FFT分析，結果如圖8所示?？梢娤到y輸出正弦電壓諧波分量很小，經過計算，系統輸出正弦電壓失真率為2.56%。

圖7 動態響應實驗波形

圖8 FFT分析

5 結束語

本系統滿載穩定運行后輸出電壓有效值為219 V，頻率為49.8 Hz，通過優化 PI調節器，使系統對突然加載有很好的動態響應，輸出電壓基本上沒有波動。通過無功容量計算參數的LCL濾波器使輸出電壓諧波得到很好的控制，正弦電壓失真率為2.56%。通過對變壓器參數的優化避免了推挽拓撲容易出現的磁通不平衡現象，在使用風扇散熱的情況下整個系統工作溫度為50℃左右。實驗結果表明本設計滿足設計要求。

此外在設計2 kW逆變電源時需要注意:

1)逆變電源工作在高頻高壓的復雜電磁環境下，使用杜邦線傳遞控制信號很容易受到外部環境的干擾，DSP發出的PWM信號接到驅動電路時要用雙絞線連接，長度不要超過20 cm。

2)由于前級變壓器的漏感尖峰和后級輸出電感尖峰的存在，在前級高頻變壓器中間抽頭上和地面之間并一個1 μf的CBB電容，后級H橋的每個半橋的上管D極到下管S極之間要接一個0.47 μf的 CBB電容，可以有效防止尖峰電壓燒管。

3)功率電路的PCB布線時注意銅箔的載流量，如果不考慮載流量就會使功率電路的PCB板嚴重發熱甚至燒毀。2oz厚20 mm寬的銅箔安全電流為30 A，如果要更大的載流量則需要在PCB反面開錫槽堆錫。

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