工頻回饋在變頻器制動中的研究與應用

許連丙

（山西天地礦山技術裝備有限公司，山西 太原030016）

一個標準變頻器的拓撲結構一般由二極管組成的六脈波整流單元和由IGBT組成的逆變單元組成。在這個拓撲結構中由IGBT組成的逆變單元和電機可以近似的看成是一個獨立的電流源，這個電流源有著兩種工作狀態：

（1）當電機處于電動狀態時，電流經過二極管整流單元從電網流入直流母線，再從直流母線經過逆變單元流入電機驅動負載.

（2）當電機處于發電狀態時，電流從電機經過逆變單元流入直流母線，但由于二極管的單向導通性，此時電流并不能通過二極管整流單元流回電網。由于能量的集聚，直流母線的電壓就會一直升高直到觸發變頻器的過壓保護。因此這種標準的變頻器拓撲結構就要求電機只能處于電動狀態，而不能是發電狀態，當然這種絕對的電動狀態在實際工業應用中是不存在的。

1 制動方法介紹

1.1 能耗制動

為了防止電機發電狀態下直流母線的無限制上升近而觸發變頻器的過壓保護，一種比較普遍而且簡單的方法是在變頻器的直流母線上加裝能耗電阻，用于消耗電機發電狀態時回饋給直流母線的能量，這種方法稱之為能耗制動[1~2]。能耗制動單元中功率電阻的選擇一般為變頻器額定功率的10%。通過間歇性的開通和關斷制動單元中的功率管就可以將直流母線上的能量消耗在制動單元中的電阻上，以確保變頻器的過壓保護不被觸發，同時為變頻器提供制動能力。當然在功率管的頻繁開關中，功率管會發熱，為了防止功率管過熱而燒壞，必須提供可以將制動單元從直流母線切斷的控制回路。能耗制動單元的最大優點就是其與電網的波動沒有太大關系，具有相對的獨立性。

1.2 VSC與PWM整流

與能耗制動相比較，在變頻器的前端加裝VSC[4]或者PWM[5]整流單元是一種更高效且更經濟的方法，這兩種方法可以將制動過程中的能量回饋給電網而不是以熱量的形式消耗到電阻上。在變頻器中采用PWM整流（而不是二極管整流）可以使變頻器四象限運行，并且可以將直流母線電壓設定在任何一個定值。

1.3 工頻回饋

工頻回饋[3]（RB）是一種高效且新穎的控制方式，其主回路拓撲結構由1個或者2個IGBT開關管和六脈波二極管整流橋組成（如圖1所示）。RB是介于能耗制動和VSC之間一種折中的控制方式，該控制方式僅僅工作于變頻器的回饋狀態（即電機的發電狀態下），其比VSC有更高的效率，然而在電動狀態下，RB和VSC輸入電流都相差不大，都有高的電流畸變率。

圖1 并聯RB單元變頻器主回路

2 工頻回饋拓撲結構及其原理

2.1 工頻回饋的拓撲結構

工頻回饋（RB）利用三相IGBT橋可以工作于變頻器的電動和制動狀態下,電動狀態時采用與IGBT反并聯的續流二極管整流,制動時通過驅動IGBT來實現能量的反向流動。

圖1是一個并聯有RB單元變頻器主電路的拓撲結構，這個拓撲結構為變頻器的回饋電流提供了回流電網的通路。回饋電流通過RB單元和與之相串連的電抗器流回電網。電動狀態下的電流流向與沒有回饋單元的變頻器相同，都是通過變頻器前端的三相二極管整流單元從電網流向直流母線。由于RB單元電抗器的存在，在電動狀態時RB回饋單元中IGBT的續流二極管中流過的電流只占總電流很小的一部分。但如果使用RB單元替代變頻器的二極管整流單元，所有電動狀態下電流都將由RB單元中的續流二極管提供。

2.2 工頻回饋的原理及其工作模式

以回饋電流的大小為依據可以將RB單元的工作狀態分為正常工作模式、軟件過載模式、硬件過載模式三種。

（1）正常工作模式

圖2給出了RB單元的控制功能框圖，當變頻器處于制動狀態時，正常工作模式下電網側線電流（Ia，Ib，Ic）比軟件限流值（Ilim）要小，此時回饋單元中的電流限制模塊不會被激活。RB單元中的各個功率管（IGBT）在自然換相點導通和關斷，其導通角度為120 deg。

圖2 RB單元功能框圖

下面以A相為例說明其導通和關斷的原理。如圖3所示，其中t0和t2之間即為A相正常工作模式下的導通角度，在這段時間內A相與B相之間的線電壓Uab在所有三個線電壓中最大而與直流母線電壓的電壓差最小，此時圖4中的功率管A和B-導通，其余功率管處于關斷狀態。在時間t2與t1之間，線電壓Uac在三相線電壓中最大且與直流母線的電壓差最小，同理功率管A和C-導通。在這些導通時間內，始終驅動與直流母線電壓有著最小電壓差的那線電網側回路的IGBT導通，關斷其余兩線回路的IGBT（對純電阻負載），通過這樣的方式使得直流母線的能量流回到電網，實現能量的回饋。

圖3 RB單元功率管導通條件

圖4 RB單元主回路

圖5比較詳細的說明了圖4中能量回饋時IGBT的開通與關斷的情況。由同步鎖相環（PLL如圖2所示）產生的三相同步信號與其相對應的相電壓有一個δs的相位差。圖5（b）中的同步信號與一條IGBT的導通線cl相比較：0.5

圖5 電壓信號與觸發信號的相位關系

圖5（c）中的波形EFa即為A相回路在正常工作模式下的驅動信號，其與圖2中PWM調制波模塊中產生的A相調制波Ma相對應。調制波Ma與幅值為+-1的三角載波fc比較產生A相橋臂IGBT的觸發脈沖。當Ma=1時，在圖4中的a相橋的上功率管在整個載波周期內都導通，下橋臂的功率管關斷；當Ma=-1時，a相橋的上功率管關斷，下橋臂功率管導通；當EFa=0時，a相橋的上下兩個功率管都關斷。在正常工作模式下每一個導通的功率管在整個導通時間δc內都導通，即每個功率管的導通角度都是120 deg。功率管的導通頻率與電網的頻率相同，此時功率管的開關損失很小。通過合理的設計，選擇合適的功率等級或者通過控制變頻器的減速時間能夠充分保證RB單元工作于正常工作模式。

（2）軟件電流限制模式

當變頻器急停車或者是工況要求變頻器有著高的速度變化率時，直流母線電壓上升就很快，這就造成了一種現象的出現，即回饋電流等于或者大于軟件限制電流Ilim，此時圖2中的電流調節器將起作用。圖6中詳細描述了當回饋電流絕對值大于軟件限制電流時A相電流調節器工作的情況。當A相電流的絕對值大于軟件限制電流時，軟件限制電流與A相電流的絕對值的差值經過IF調節模塊，其二者的偏差信號與電流調節器的的比例系數Kp以及軟件限制模式的驅動信號SLFa相乘，所得到的值再與正常工作模式驅動信號EFa相減得到調制信號ma。

圖6 軟件電流限制模塊功能框圖

圖5（d）描述了EFa和SLFa的相位關系。從其相位關系可以看出，SLFa只存在于導通角的后半個周期，在導通角的前半個周期內，各個功率管依據正常工作模式時的工作方式導通和關斷，而在后半個周期經過軟件電流限制模塊處理得到的調制波Ma通過減小后半個周期功率管的導通時間達到限制電流的目的。A相導通角的前半個周期正好是C相導通角的后半個周期，當線電流大于軟件限制電流時，其余相也通過相同的方法限制了線電流的增大。通過這種控制策略可以輕松實現對線電流的控制，并且可以保證電流平滑變化的同時實現高效率的能量回饋。

（3）硬件電流限制模式

當交流網側電壓有突然大的下降時，線電流會激增以至于超過軟件限流值達到功率管可以承載的極限電流，此時應當將所有的功率管全部關斷以保護功率管免受損壞，由于所有功率管的關斷，線電流迅速降到0，在下一個采樣周期所有的功率管重新開始工作。如果網側的電壓波動持續存在時，進線電流將在0與極限電流之間以脈沖的形式持續存在。當這種情況持續發生并且時間足夠長時，直流母線的電壓就會持續升高直到觸發驅動器的過電壓保護。

3 工頻回饋的仿真與實現

通過在matlab/simulink中搭建仿真模型，圖8（b）即為仿真結果，其中Udc為變頻器的直流母線電壓，Ua為電網側的A相電壓，Iat為變頻器進線側電流，Iinν為變頻器的直流母線電流。圖8（b）中0.05 s之前變頻器處于電動狀態，0.05 s之后變頻器處于能量回饋狀態（即RB此時處于工作狀態）。從0.05 s前后直流母線電流方向的改變可以看出變頻器實現了能量的雙向流動。圖8（a）為RB單元工作時的實驗波形，其中波形1為電網側進線電流波形，波形2為電網側（電抗器的前級）的電壓波形。圖7中的波形為RB單元工作電抗器后級的電壓波形。

圖7 回饋電壓波形

圖8 工頻回饋仿真波形

4 結束語

工頻回饋具有三種控制模式，控制方法簡單，可以單獨使用，也可以集成于變頻器的內部替代二極管的整流單元用以實現能量的回饋。通過適當地設計可以保證工頻回饋單元工作于正常模式，此時各個功率管的導通角為120 deg，其導通頻率為工頻頻率，具有很小的損耗。而當電網有大的波動時，工頻回饋單元還有軟電流限制模式和硬件電流限制模式保證系統運行的安全、可靠。

[1]韓安榮.通用變頻器及其應用[M].北京：機械工業出版社，2004.

[2]簡嘉亮.基于TMS320LF2811的變頻器能量回饋系統的設計與實現[J].電機與控制應用，2006.

[3]J.W.Kolar，Hans Ertl,F.C.Zach，V.Blasko，V.Kaura and R.Lukaszewski，”A Novel Conceptfor Regenerative Braking of PWMVSIDrives Employing Loss-Free Braking Resistor,”[C].Atlanta,Georgia.Conf.Rec.of APEC97 Ann.February23-27,1997.Mtg.,pp.1241-1246

[4]吳隆安.能量回饋設計與實現[J].電力電子技術，1995（1）

[5]Juan W.Dixon,Boon-Teck Ooi,”Indirect Current Control lf a Unity Power Factor Sinusoidal Current Boost Type Three-Phase Rectifier,[C]”IFFF-Trans.on IndustrialElectromics,Vol.35,No.4,pp.508-515,November 1988。