一種水聲應答器發射電路的設計與實現

陳可欽，王永恒

（1.中國海洋石油總公司，北京100010；2.哈爾濱工程大學，黑龍江 哈爾濱150001）

0 引 言

應答器作為現代水聲設備，在水下定位、潛艇導航和海底地形監測等領域發揮著重要作用。在實際應用過程中，要求應答器具有體積小、作用距離遠、寬頻帶、待機時間長和可靠性高的特點。水聲發射機是應答器的重要組成部分，同樣也是系統耗電量最大的部分，其性能優劣直接影響到應答器系統的作用距離、工作時間和系統性能。通常情況下，應答器多采用電池供電，傳統的水聲功放多采用甲乙類或乙類功放，具有體積大、效率低發熱量大的特點，不適用于水下應答器。因此，本文針對某應答器的實際使用要求，設計實現了一種采用推挽式D類功放電路，完成的電路小體積、高效率并具有待機功能。水池和湖試試驗表明：電路各項指標滿足設計要求，工作穩定可靠。

1 發射電路系統組成

通常發射電路主要由整形保護電路、驅動電路、功放電路和匹配電路組成，如圖1所示。系統CPU給出發射信號經整形保護電路整形和保護以后輸出給驅動電路，驅動電路將信號進行處理后，驅動功放管有效工作；功放電路完成對小信號的功率放大；匹配網絡實現功放與換能器間的阻抗匹配以及對信號的濾波；換能器最終將電信號轉換為聲信號，向水中輻射聲波。

圖1 發射電路組成框圖

2 發射電路整體設計

由應答器實際應用需要，得到發射系統的主要技術指標如下：

（1）聲源級：SL≥190dB；

（2）換能器發送電壓響應：131dB ref＠1μPa 1m；

（3）工作頻率：8kHz～16kHz；

（4）工作電壓：24V；

（5）信號脈寬：25ms；

（6）信號周期：1s；

（7）電源：可充電鋰電池，輸出電流2A。

根據聲源輻射聲功率與聲源級SL之間的關系可以得出換能器的輻射聲功率。具體表達式如下：

式中，Pa為換能器發射聲功率；DI為發射指向性指數。本系統換能器指向性指數為DI＝3dB。

通常壓電陶瓷換能器的電聲換效率約為η換能器≈30%，則本論文中應答器功放輸出的電功率約為133 W。由電源功率和換能器輻射聲功率的轉換關系可知，系統電源功率的大小完全取決于功放的效率。因此功放采用何種電路形式對系統起著重要作用。

2.1 方案選擇

一般情況下，傳統水聲功放主要分為線性功放和非線性功放（D類功放）。在傳統的聲納系統中，多使用B類和AB類線性功放對待發射的水聲信號進行功率放大以保證其線性度，但其理論功率轉換效率為78.5%，而實際的工作效率在50%～70%之間，由此帶來功耗、散熱、體積、重量等一系列問題。D類功率放大器的功放管工作于開關狀態，理論上功率轉換效率值為100%，典型值為85%，因此可有效減小功放的尺寸和重量，降低對系統電源的要求。故應答器發射電路采用D類功放。

D類功率放大器多采用推挽式和全橋式的拓撲結構。推挽式功率放大器一般應用于功率＜500W的情況，全橋式D類功率放大器則一般應用于功率容量＜1 000W的情況。結合應答器的功率要求可知，推挽式功率放大電路即可滿足設計指標。假設實際D類功放的轉換效率約為75%，則應答器電源輸出功率約為177W。

目前，D類功放多用于音頻電路，多將信號進行調制處理。常用的調制方式有兩種：脈沖寬度調制（PWM）和脈沖密度調制（PDM）。由于本應答器無需調整發射功率，因此本文設計時未采用調制方式，即：發射信號的頻率為發射電路的工作頻率。此方案可降低因高頻調制信號而帶來的功放管開關損耗；減小由于加入死區時間而帶來的能量損失，亦可避免由于調制方式導致功放管過窄的導通時間，提高發射電路的可靠性。

2.2 主電路設計

D類功放中通常采用增強型場效應管（MOSFET）作為功率元件，相比于雙極型功率晶體管功率MOSFET具有開關速度高、導通電阻小、驅動電路簡單且與負載電流無關、無二次擊穿特性等優點。實際應用中采用IR公司的N溝道功率場效應管IRF540N。其UDSS＝100V；ID＝28A＠25℃；導通內阻44mΩ。

理論上，功率MOSFET柵源電壓UGS只需高于閾值電壓就可導通而不需要電流，但功率MOSFET柵源極與柵漏極之間存在寄生電容，而驅動功率MOSFET就是對寄生電容的充放電，因此輸入驅動信號需要能提供一定電流以快速對電容充放電，達到減小功率MOSFET開關損耗并提高功率MOSFET開關速度的目的。目前，市場上集成驅動芯片性能優良、可靠性高且使用方便，文中最終采用MICREL公司的單路輸入輸出驅動芯片MIC4422完成設計，驅動電流峰值：9A，工作范圍：4.5V～20V，延遲時間30ns，滿足系統要求。

電路設計過程中為了降低應答器待機功耗，發射電路中采用具有停機功能的臺灣P－DUKE電源模塊LCD15－24S12W為邏輯和驅動電路供電。其效率高達87%；最大電流輸出1 300mA；待機功耗約為20 μA。

如圖2所示，為了提高電路的穩定性及可靠性，在功率MOSFET的柵源極間加入穩壓管，以保護柵極；在功率MOSFET的漏源極加入100V（D2、D6）穩壓管，防止因功放非阻性負載而導致的尖峰電壓擊穿功率管；電路中使用 RDC（R4、V1、C5）組成的吸收回路，防止在功率MOSFET關斷時，由變壓器漏電感引起開關管集電極電壓突然升高引起功放管擊穿，同時亦可減小發射電路工作在開關狀態下產生的較高EMI輻射。

變壓器的設計在本系統的設計過程中十分關鍵，既要保證足夠的功率容量和開關速度，又要力圖做到小體積和低功耗。本設計采用日本TDK公司的PC40磁性材料的P36／22型磁芯，其具有較高的功率容量、導磁率低的特點。變壓器在實際制作時，應具有足夠的初級電感量以保證工作信號低頻段的正常工作；若變壓器的工作頻率較高時還應考慮到電流集膚效應導致的變壓器發熱，此時可采用多股線解決；還應注意變壓器的制作工藝，如絕緣和浸漬，以保證良好的穩定性和可靠性。

圖2 發射電路主體電路圖

2.3 散熱考慮

由以上論述可知，發射電路輸出功率：177W，發射信號長度：τ＝25ms，電源電壓24V。當發射機發送脈沖信號時，假定功率管工作在最壞情況時，功率管上管壓降UDS為2V，流過功率管的最大電流Imax為7.4A，由于發射機采用半橋推挽放大電路形式，則功率管必須消耗的脈沖功率P為：

考慮到發射機以脈沖形式向外發送信號，則單個功率MOSFET消耗的平均功率為ˉP：

式中，P為單個功率管消耗的脈沖功率，τ為脈沖寬度，T為脈沖重復周期。

查找IRFB540N數據手冊可知，TO－220AB封裝下功率管的最大節溫為175℃，節與外殼之間的熱電阻為RθJC＝1.15℃／W，節與環境之間的熱電阻為：RθJA＝62℃／W。

假定功率管周圍空氣最高溫度為40℃，通過上面公式計算，功放管的結溫約為52℃，遠小于175℃。因此在設計中為了減小電路體積，功率MOSFET未進行散熱處理。

2.4 儲能電容

考慮到發射電路具有瞬時功率較大，平均功率較小的特點。如果用24V鋰電池電源直接給電路供電則無法提供足夠的瞬時功率，設計中采用大容量蓄能電容的方案為發射單元提供瞬時大電流。由設計指標可知：發射功率為177W，最大發射脈沖寬度為25 ms，充電鋰電池放電電流為2A，允許5%的電壓衰落，則蓄能電容容量：

系統最終采用松下公司生產的兩個33 000μF的電解電容完成設計。

3 匹配網絡設計

常用的壓電換能器屬于電容性負載，其阻抗特性隨頻率的變化而變化，因此需要在功放與換能器之間加入匹配網絡，提高功放的工作效率。即采用外加電抗性元件調節水聲換能器的輸入電抗，使得電抗趨近于零。

壓電換能器在諧振頻率附近可以看作集總參數系統，等效電路如圖3（a）所示。其中：C0為換能器靜態電容；Rf為機械阻反映到電端的電阻；Lf為動態電感值；Cf為動態電容值。圖3（b）、（c）分別為換能器的并聯等效電路和串聯等效電路，RL為換能器并聯電路等效阻抗，R＇L為換能器串聯電路等效阻抗。工程中常采用串聯匹配、并聯匹配和寬帶匹配完成設計。

3.1 串聯匹配

串聯匹配電路示意圖如圖4所示。對于串聯調諧，需要先把換能器等效電路由并聯形式變為串聯形式。并串轉換前后各元件值之間的關系為：

圖3 換能器等效電路

圖4 換能器串聯匹配電路

式中，ωs為換能器的固有諧振頻率。

3.2 并聯匹配

圖5 換能器并聯匹配電路

綜合以上分析可得出下面結論：

（1）串聯匹配相比并聯匹配具有更小的電感量，因此有利于減小匹配網絡的體積和重量，但當（ωSCORL）2?1時，LP≈LS。

（3）采用串聯調諧后，換能器發送響應呈現雙峰狀態系統帶寬變窄；而并聯匹配后帶寬特性略低于串聯匹配。

3.3 寬帶匹配

串聯匹配和并聯匹配均屬于窄帶匹配僅在某個頻率點將換能器調諧為純阻，但換能器通常工作在一定頻率范圍內，因此需要匹配網絡在換能器工作的頻帶內接近于純阻。工程上通常采用串聯匹配電感LP和并聯匹配電感LS組成的寬帶匹配網絡，如圖6所示。

圖6 寬帶匹配電路

在網絡的高頻段LP電感值較大，相當于開路，LS與CO組成串聯回路對網絡高頻進行補償；在低頻段，LS的感抗隨頻率降低而下降，CO容抗隨頻率降低而增大，因此電路逐漸呈現容性，此時LS和LP串聯后與靜態電容CO組成并聯諧振回路，完成對電路低頻段的匹配。LS和LP計算公式如下：

對于實際使用的換能器而言，本論文對三種匹配電路均進行了驗證，結果如下：

（1）由于換能器本身的阻抗特性，（ωSCORL）2?1，因此串并聯匹配電感的大小基本相同；

（2）并聯匹配的帶寬略好于串聯匹配；

（3）寬帶匹配的性能同并聯匹配相近。

因此并聯匹配方式兼顧了系統帶寬性能和體積尺寸，綜合考慮本文采用并聯匹配方式完成網絡設計。

4 水池和湖試

在實驗室條件下，令發射電路正常工作，工作頻率12kHz，利用電流環觀測電源輸入和發射電路輸出電流波形幅度。計算得到發射電路的效率約為83%；整體電路在待機情況下的靜態功耗為20μA。

系統在消聲水池進行聲源級測試。利用RESON公司的標準水聽器TC4040，接收靈敏度為－206dB，應答器距離標準水聽器為2m，由示波器接收到8 kHz～16kHz的信號峰峰值由mV到mV。根據以下公式得出系統聲源級，計算的結果如圖7所示。

圖7 聲源級曲線

圖8 某定位系統定位結果

使用該發射電路的應答器于2012年8月在吉林松花湖進行了某定位系統的定位實驗，實際的定位結果如圖8所示。曲線為船航行軌跡，圓點為實時解算出的應答器位置。整個實驗過程中應答器工作穩定，聲源級滿足要求，信號無異常情況。

5 結束語

本文設計實現了一種應用于應答器的發射電路，與傳統的水聲功放電路相比，該電路采用推挽式D類功率放大器作為主體方案，結合實際換能器阻抗特性完成了阻抗匹配，實現了電路的小體積和高效率；同時該電路具備待機功能，有效降低應答器的待機功耗，延長了應答器的工作時間。實驗室測試和湖試表明：在工作頻率12kHz時，發射電路整體效率可達83%；待機功耗20μA；聲源級達到190dB；滿足應答器技術指標，具有一定的工程使用價值。

［1］丁繼勝，吳永亭，唐秋華，楊 龍.超短基線水下定位系統通信接口的實現方法［J］.海洋測繪，2006，26（2）：49－51.

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