新型高效率并聯諧振直流環節軟開關逆變器

王 強 王天施 孫海軍 劉曉琴 侯利民

（1. 遼寧石油化工大學信息與控制工程學院 撫順 113001 2. 遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125105）

1 引言

功率器件的開關損耗會隨著開關頻率的提高顯著增加，傳統的硬開關逆變器在更高開關頻率下越來越難以保持較高的效率，而軟開關逆變器可以減小功率器件開關損耗，在高開關頻率及高效率要求的應用場合更具有優勢。為了得到高效、高性能和高功率密度的逆變器，諧振直流環節逆變器以其結構簡單、控制方便而受到研究者的關注。從早期的諧振直流環節逆變器[1]、有源鉗位諧振直流環節逆變器[2,3]，發展到各種并聯諧振直流環節軟開關逆變器[4-13]。并聯諧振直流環節逆變器具有各元件電壓應力低，各開關元件均工作于軟開關狀態下，電路具有良好的脈寬調制（Pulse Width Modulation,PWM）應用能力等優點，是目前諧振直流環節逆變器拓撲研究發展的主流。

但是目前相關文獻提出的并聯諧振直流環節逆變器的拓撲結構仍然需要進一步完善。在文獻[4-10]提出的拓撲結構中，有一個輔助開關器件被設置在直流母線上，導致該輔助開關器件的通態損耗較大，增加了輔助諧振單元的總損耗；在文獻[11]提出的拓撲結構中，雖然輔助諧振電路只有一個輔助開關器件，控制簡單而且硬件成本低，但是諧振電感被設置在直流母線上，同樣增加了輔助諧振單元的總損耗。目前相關文獻已經提出的并聯諧振直流環節逆變器的拓撲結構存在的共同缺點是有輔助開關器件或諧振元件串聯在直流母線上，隨著輸出功率的增加，輔助諧振單元的損耗會顯著增加，阻止效率大幅度提高，與硬開關逆變器相比，導致滿載時的效率提高值低于輕載時的效率提高值。

本文提出一種新型高效率并聯諧振直流環節軟開關逆變器，彌補了上述提及的不足，且具有以下特點：①輔助諧振單元中的諧振電感和輔助開關器件都位于直流母線的并聯支路上，降低了輔助諧振單元的損耗，有利于實現高效率；②逆變橋的主開關操作均為零電壓開關，輔助開關實現了零電壓開關和零電流開關；③主開關在直流母線零電壓凹槽內完成切換以后，不需要控制輔助開關器件，直流母線電壓可以自然回升到電源電壓；④主開關在直流母線零電壓凹槽內切換時，不需要設置死區，通過橋臂短路使諧振電感存儲足夠的能量，保證主開關在零電壓凹槽內完成切換后，直流母線電壓可以回升到電源電壓。文中對其工作原理進行了分析，給出了不同工作模式下的等效電路圖，軟開關的實現條件和控制策略，制作了一個功率 5 kW 的實驗樣機，通過實驗來驗證本文提出的新型并聯諧振直流環節逆變器的有效性。

2 新回路的拓撲結構及基本動作原理

2.1 回路的拓撲結構

新回路的拓撲結構如圖1所示，由PWM可控整流器，輔助諧振電路和 PWM逆變器電路組成。輔助諧振電路包括電解電容CF1和CF2，諧振電感Lr，輔助開關器件Sa1和Sa2及其反并聯二極管VDa1和 VDa2。PWM逆變器的橋臂上的各開關器件都并聯緩沖電容Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關器件提供零電壓開關條件。三相逆變橋的開關器件在直流母線零電壓凹槽期間關斷或導通，功率器件開關時無電壓和電流的重疊，從而降低了開關損耗。為簡化分析，做如下假設：①器件均為理想工作狀態；②負載電感遠大于諧振電感，逆變橋開關狀態過渡瞬間的負載電流可以認為是恒流源I0，其數值取決于各相電流的瞬時值及逆變橋6個開關器件的開關狀態；③逆變器的6個主開關器件等效為Sinv，主開關器件反并聯的續流二極管等效為 VDinv，當Sinv導通時，表示橋臂瞬間短路；④逆變器的 6個緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因為逆變器各橋臂上下任意一方的開關器件接通時，都使與其并聯的電容Cs短路，正常工作時3個橋臂上的電容相當于3個電容并聯。新型的拓撲結構可等效為如圖 2所示的電路，Sinv、VDinv和I0組成了 PWM逆變器的等效電路，直流電源E和電感Ld組合在一起等效成 PWM可控整流器提供的直流電源，其中電感Ld用來等效PWM可控整流器輸入端的濾波電感La、Lb和Lc，其電感值相對較大。如圖2所示，在諧振過程中，當等效電容Cr的電壓（直流母線電壓）逐漸減小時，等效電感Ld承受的電壓逐漸增大，當直流母線電壓減小到零時，等效電感Ld承受的電壓大小等于E，所以該逆變器由輸入端帶有濾波電感的三相 PWM可控整流器供電時，直流母線電壓可以變化到零。如果直流電源E不是與電感Ld串聯，而是與大電容并聯，則直流母線電壓會被鉗位在直流電源電壓，不會變化到零。負荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分電流電壓都以圖2所示方向為正。

圖1 三相諧振直流環節逆變器主電路Fig.1 Three phase resonant DC Link inverter

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of the inverter

2.2 基本動作原理

本電路在一個開關周期內可以分為8個工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示。在圖3中，等效開關器件Sinv導通期間表示橋臂處于短路狀態。

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

工作模式：

（1）模式 1（t～t0）：初始狀態，電源向負載傳輸電能，直流母線電流分為兩部分：一部分流向負載，其電流值等于I0；另一部分經過Sa1的反并聯二極管VDa1流向電容CF1，其電流值等于Ib1，此時Sa1處于開通狀態，電路工作在穩態。

（2）模式2（t0～t1）：在t0時刻，接通輔助開關 Sa2，在諧振電感Lr的作用下，降低了流過輔助開關Sa2的電流的上升率，所以Sa2實現了零電流導通。Sa2導通后，諧振電感Lr承受的電壓值為E/2，Lr被充電，流過Lr的電流iLr線性增大，同時流過二極管 VDa1的電流以同樣的速率線性減小，在t1時刻，當iLr線性增大到電流值Ib1時，二極管VDa1自然關斷，模式2結束。本模式的持續的時間為

（3）模式 3（t1～t2）：從t1時刻開始，Lr繼續被充電，iLr繼續線性增大，同時流過輔助開關 Sa1的電流從零開始線性增大。在t2時刻，當iLr增大到設定值Ib2時，模式3結束。本模式的持續的時間為

（4）模式4（t2～t3）：在t2時刻，關斷輔助開關Sa1，在電容Cr的作用下，降低了Sa1關斷瞬間端電壓的上升率，所以 Sa1實現了零電壓關斷。Sa1關斷以后，Lr和Cr開始諧振，Cr放電，Lr被充電，iLr繼續增大，Cr的端電壓從E逐漸減小，圖2中的電感Ld承受的電壓開始增大。Cr的端電壓減小到E/2時，iLr增加到最大值，然后Lr開始放電，iLr開始減小。在t3時刻，當Cr的端電壓減小到零時，二極管VDinv開始導通，模式4結束。本模式中，iLr和uCr的表達式分別為

把式（5）代入式（3）得到iLr（t3）=Ib2。

（5）模式5（t3～t4）：在t3時刻，直流母線電壓下降到零，圖2中的電感Ld承受的電壓大小等于E，電壓極性與直流電源E的極性相反，所以直流電源E不向負載傳輸電能，二極管VDinv導通，負載電流將通過二極管 VDinv續流，Lr承受電壓值為E/2，Lr放電，向電容CF2回饋能量，流過Lr的電流線性減小；在t4時刻，當iLr=0時，本模式結束。因為在t3時刻直流母線電壓為零，所以在t3時刻開通Sinv，則Sinv實現了零電壓開通。本模式中，iLr表達式為

（6）模式6（t4～t5）：在t4時刻，諧振電感Lr承受的電壓值仍然是E/2，iLr開始反向線性增大，二極管VDa2導通，因為電流開始流過等效開關Sinv，所以橋臂處于短路狀態。在t5時刻，當iLr反向增大到設定值Ib3時，本模式結束。為了使諧振電感Lr儲存足夠的能量，以便在模式7的諧振過程中使直流母線電壓回升到電源電壓E，所以在本模式中必須使橋臂瞬間短路。因為圖2中的大電感Ld可以在短時間內有效抑制短路電流的變化，所以短時間的橋臂短路不會損壞直流供電電源。本模式中直流母線電壓為零，直流電源已經不向負載傳輸電能，負載電流通過二極管VDinv續流。因為在t4時刻，iLr=0，所以在t4時刻關斷輔助開關 Sa2為零電流關斷。本模式的持續時間為

（7）模式 7（t5～t6）：在t5時刻，當iLr反向增大到設定值Ib3時，關斷等效開關Sinv，因為此時直流母線電壓仍為零，所以 Sinv實現了零電壓關斷。等效開關 Sinv關斷以后，橋臂恢復正常狀態，相當于橋臂上的主開關在直流母線電壓為零的期間內完成了零電壓切換。Sinv關斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr被充電，iLr繼續反向增大，Cr的端電壓從零逐漸增大，圖2中的電感Ld承受的電壓開始減小，所以直流電源E開始向負載傳輸電能。Cr的端電壓增大到E/2時，iLr反向增加到最大值，然后Lr開始放電，iLr開始減小。在t3時刻，當Cr的端電壓增大到E時，二極管 VDa1開始導通，模式 7結束。本模式中，iLr和uCr的表達式分別為

把式（11）代入式（9）得到iLr（t6）=-Ib3。

（8）模式 8（t6～t7）：在t6時刻，二極管 VDa1導通以后，諧振電感Lr承受的電壓值為E/2，Lr放電，流過Lr的電流iLr開始從Ib3線性減小，同時流過二極管VDa1的電流以同樣的速率線性增大，因為在t6時刻，Sa1的端電壓為零，所以在t6時刻開通Sa1，則Sa1實現了零電壓導通。在t7時刻，當iLr線性減小到零時，二極管VDa2自然關斷，同時流過二極管 VDa1的電流增大到Ib1，模式 8結束。然后電路返回模式 1，開始下一個開關周期的工作。因為本模式中，iLr從Ib3線性減小零，而流過二極管VDa1的電流以同樣的速率從零線性增大到Ib1，所以Ib1=Ib3。模式8持續的時間為

2.3 實現軟開關的條件

根據模式4的分析可知，主開關為實現零電壓開通，必須使直流母線電壓下降到零。由式（4）可知為保證uCr減小到零，諧振電流設定值Ib2需要滿足

根據模式 7的分析可知，輔助開關 Sa1為實現零電壓導通，直流母線電壓必須回升到電源電壓E。由式（10）可知為保證uCr增大到E，諧振電流iLr設定值Ib3需要滿足

為在全負荷范圍內實現軟開關，當負載電流最小時，檢測出穩態時流過二極管VDa1的電流值Ib1，然后諧振電流iLr的設定值Ib2和Ib3，以及諧振元件參數應保證式（13）和式（14）成立。

3 控制策略

諧振直流環節逆變器的控制主要包括兩部分：PWM 逆變器主電路的控制和諧振網絡的控制。關于 PWM逆變器主電路的控制，采用新型空間矢量脈寬調制（Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM）方法[12]，其目的是把1個開關周期內，3個橋臂上需要零電壓開通的 3個開關器件同時開通，如果零電壓凹槽出現在每個開關周期的初始部分，那么需要零電壓開通的3個開關器件就可以在零電壓凹槽內同時完成導通，有利于減少輔助諧振電路開關動作的次數，具體方法見文獻[12]。

需要注意的是硬開關逆變器同一橋臂上的開關器件在切換時，先關斷之前處于導通狀態的開關器件，經過死區時間后，再開通之前處于關斷狀態的開關器件，即“先關斷，后導通”。但是本文提出的并聯諧振直流環節逆變器在每個開關周期的工作過程中，為了使諧振電感Lr儲存足夠的能量，要求橋臂瞬間短路，所以處于逆變器同一橋臂的開關器件在零電壓凹槽內切換時，先開通之前處于關斷狀態的開關器件，經過時間T0之后，再關斷之前處于導通狀態的開關器件，即“先導通，后關斷”。

諧振網絡的控制方法如下：圖3所示的逆變橋需要改變開關狀態時，主開關的切換滯后一定的時間Ta，以便在直流母線零電壓凹槽內動作，在主開關原動作時刻，先接通輔助開關 Sa2，經過時間Tb之后，關斷輔助開關Sa1，同時檢測直流母線電壓，當母線電壓下降到零以后，主開關開始動作，先接通之前處于關斷狀態的主開關器件，這時橋臂進入到短路狀態。經過時間T0之后，再關斷之前處于導通狀態的開關器件。這時橋臂恢復到正常狀態，處于同一橋臂的主開關器件在零電壓凹槽內完成了切換。主開關完成切換以后，直流母線電壓開始自然回升。檢測到直流母線電壓回升到電源電壓時，再次開通輔助開關Sa1。其中輔助開關器件Sa1在關斷之后，經過時間Ta1再次接通；輔助開關器件Sa2在接通之后，經過時間Ta2再次關斷。根據前面的工作分析可以計算出每個開關周期中各開關器件控制時間。

主開關切換的滯后時間為

在諧振元件參數和諧振電流設定值確定以后，以上控制時間都是固定的，不隨負載電流瞬時值變化，即諧振網絡采用固定時間控制[13]。

4 實驗結果

為驗證本文提出的諧振直流環節逆變器的有效性，制作了功率為 5 kW 的實驗樣機，輸出端接三相阻感性負載。實驗電路的參數值如表所示。

表 實驗電路參數Tab. The parameters of the circuit

直流母線電壓ubus的實驗波形如圖5a所示，可以看出直流母線電壓從E下降到零，而后又重新上升到E，出現了多個零電壓凹槽，因此，逆變器的開關器件在母線電壓為零時，即可以完成零電壓開關。諧振電流iLr的實驗波形如圖 5b所示，與圖 3所示的特征工作波形基本一致，圖5a和圖5b的實驗波形驗證了逆變器工作原理的正確性。該軟開關逆變器在輸出頻率為50Hz時的線電壓uab和相電流

圖5 實驗波形Fig.5 Experimental waveforms

ia的實驗波形如圖5c、5d所示，可以看出諧振直流環節逆變器的線電壓和相電流的波形依然平滑，其中輸出線電壓畸變率為1.2%，所以該逆變器的輸出電壓可以被很好地控制，沒有因為直流環節增加輔助諧振電路而受到影響。分壓電容CF1和CF2的電壓實驗波形如圖5e所示，可以看出CF1和CF2的穩態電壓基本等于輸入直流電壓的一半，很好地實現了電容均壓，保證了電路的可靠運行。圖5f為未添加輔助諧振單元，而且主開關沒并聯緩沖電容時，硬開關逆變器的主開關 S1導通和關斷時的端電壓和電流實驗波形，可以看出開關器件動作時，電壓和電流存在明顯的重疊區，開關損耗較大。圖 5g和圖5h分別為添加輔助諧振單元后，本文提出的軟開關逆變器的主開關 S1導通和關斷時的端電壓和電流實驗波形，從圖5g可以看出主開關S1導通時，端電壓已經降到零，S1實現了零電壓開通；從圖5h可以看出主開關S1關斷時，其端電壓以相對較低的變化率上升，S1實現了零電壓關斷。所以從圖5g和圖 5h可以看出主開關 S1實現了零電壓開關，相比于硬開關逆變器，開關損耗明顯降低。

實驗效率曲線如圖6所示，對于固定的三相阻感性負載，圖6中的硬開關和軟開關的效率特性是通過改變調制度測得的[14-18]，而且測試硬開關效率特性時，移除輔助諧振電路?？紤]到讀取誤差，針對每個測量點，在同一條件下測量5次，最后取其平均值?？梢钥闯鲈谳敵龉β蔖o達到額定功率5kW時，本文提出的新型高效率諧振直流環節軟開關逆變器的實測效率η達到 95.8%，相比于硬開關逆變器，效率提高5.6%；在輸出功率1kW時，其實測效率η達到 90.8%，相比于硬開關逆變器，效率提高 2%，所以相比于硬開關逆變器，本文提出的新型并聯諧振直流環節軟開關逆變器滿載 5kW 時的效率提高值高于輕載1kW時的效率提高值。該軟開關逆變器因為直流母線上沒有串聯輔助開關器件和諧振元件，降低了輔助諧振單元的損耗，所以能獲得較高的效率。從圖6還可以看出直流母線上有諧振電感的傳統諧振直流環節軟開關逆變器在輸出功率達到額定功率5kW時，實測效率η達到91.4%，與硬開關逆變器相比，效率提高1.2%；在輸出功率1kW時，其實測效率η達到 90.5%，與硬開關逆變器相比，效率提高1.7%，所以相比于硬開關逆變器，傳統的諧振直流環節軟開關逆變器滿載 5kW 時的效率提高值低于輕載1kW時的效率提高值，而且滿載 5kW 時，其效率比本文提出的軟開關逆變器低4.4%，原因在于輸出功率變大時，傳統的諧振直流環節軟開關逆變器直流母線上的諧振電感的損耗大幅度增加，阻礙了效率的提高。

圖6 效率曲線Fig.6 Efficiency curve

5 結論

本文提出了一種新型并聯諧振直流環節軟開關逆變器，與相關文獻提出的拓撲結構相比，其輔助諧振單元中的器件都位于直流母線的并聯支路上，降低了輔助諧振單元的損耗。通過實驗研究得出如下結論：

（1）該并聯諧振直流環節逆變器的直流母線電壓周期性地形成零電壓凹槽，使逆變器的開關器件在母線電壓為零時完成切換，實現零電壓開關，有利于開關損耗的減小和提高開關頻率。

（2）直流分壓電容有效地實現了直流電源電壓的均壓，保證了電路的可靠工作。

（3）逆變器輸出的線電壓和相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波。

（4）在輸出功率 5kW 的原理樣機上得到了95.8%的實測效率，相對于硬開關逆變器，效率有明顯提高。

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