組合整流式高頻環節逆變器

闞加榮 謝少軍 朱曉琴 姚志壘 吳云亞 顧春雷

（1．鹽城工學院電氣工程學院 鹽城 224051 2．南京航空航天大學自動化學院 南京 210016）

1 引言

太陽能、風能以及燃料電池作為新型清潔的能源受到了廣泛的關注，利用這些能源的分布式發電技術成為全球能源可持續發展戰略的重要組成部分[1]。整個發電系統的電路結構對于系統的重量、體積、成本以及效率都會產生至關重要的影響。對于像光伏電池和燃料電池這樣的以直流輸入的發電系統來說，通常的電路結構有：①非隔離單級式并網逆變器[2]；②DC-DC+DC-AC+工頻變壓器；③DC-DC+高頻隔離的 DC-AC[3]；④高頻隔離的DC-DC+DC-AC[4]；⑤高頻環節逆變器[5]。第一種結構最簡單，成本最低，但是單級逆變器需要承擔如最大功率點跟蹤和并網電流波形控制的任務；而且，由于輸入端的電壓變化范圍非常大，對逆變器的器件選擇和濾波器的設計提出了更高的要求；此外，由于系統無隔離變壓器，系統存在共模電流和并網電流的直流分量[6]，雖然針對這兩個問題提出了相應的控制策略，但是由于系統寄生參數的不確定性，造成此類問題不能完全消除；第二種結構采用了工頻變壓器，雖然實現了并網系統與電網之間的電氣隔離，但是其體積、重量以及成本大大增加；第三種和第四種結構采用高頻變壓器隔離并網系統與電網，但是其電力變換的級數共有3級，這影響了系統的并網效率；第五種結構采用正弦調制 DC-AC+高頻隔離+AC-AC的結構，只有兩級電力變換，其效率相對較高，而且相對于第三種和第四種電路結構省去了DC-DC變換器的LC濾波器，節省了系統的成本，其中的電解電容的壽命成為制約系統壽命的一個重要問題[7]。

目前高頻隔離環節逆變器主要分為基于 Forward電路的電壓源型變換器的電路結構[8]以及基于Flyback電路的電流源型變換器的電路結構[9]。基于Flyback結構的主電路和控制簡單，其中的變壓器需要存儲能量，因此其適用于小功率場合；而基于Forward結構的主電路和控制復雜，但變壓器用來傳輸能量，因此其處理功率較大。所以基于Forward電路的電壓源型變換器的電路結構更適合作為并網逆變器。

本文在綜合現有各種逆變器的基礎上，提出一種新的組合整流式、高頻隔離的兩級式逆變器，在高頻正弦調制逆變器后加高頻隔離變壓器實現電氣隔離，后級變換器采用正、負半周期交替工作的兩組整流變換器，其控制機理清晰。實驗結果表明，該逆變器具有優良的綜合性能，適合作為并網逆變器使用。

2 電路結構及其控制策略

圖1給出了單極性移相控制組合整流高頻環節逆變器的主電路，變壓器一次電路采用移相控制策略的全橋逆變器，輸入電源UD可以由光伏電池或燃料電池提供；變壓器二次側有兩個完全相同的繞組W2和W3，后級分別為全橋整流器a和整流器b，S9a、S10a與 S9b、S10b分別是控制整流器a或整流器b工作的雙向開關，后級為LC二階低通濾波器。

圖1 組合整流高頻環節逆變器主電路Fig.1 Main circuit of inverter with high frequency link using combination rectifiers

圖1所示電路適用于高壓輸入和高壓輸出的場合。組合整流逆變器的前級也可以是推挽逆變器，后級也可以是全波整流器，該電路則適用于低壓輸入和低壓輸出的場合。

控制策略的基本思路是：移相控制全橋逆變器采用正弦波調制，在變壓器一次側得到脈寬變化的高頻交流電。輸出電壓為正時，控制整流器a工作；輸出電壓為負時，控制整流器b工作。具體的控制原理框圖如圖2a所示，將逆變器輸出電壓反饋信號uf與基準電壓比較放大后得到調制波ue，與載波uc比較后得到信號K1，將K1下降沿二分頻得到S1的驅動信號，反向后得到S3的驅動信號。調制波反向后與載波uc比較可以類似的得到 S2和 S4的驅動信號。基準正弦波過零比較，在正半周時控制雙向開關S9a和S10a導通，使整流器a工作；在負半周時控制雙向開關 S9b和 S10b導通，使整流器 b工作。將載波的下降沿二分頻并反向分別得到整流器a和整流器b中開關管的驅動信號。圖2b為逆變器主要原理波形。

3 電路工作模態分析

根據輸出電壓uo與濾波電感電流iL的極性，電路的工作模態有四種情況，分別是：①iL＞0，uo＞0；②iL＜0，uo＞0；③iL＞0，uo＜0；④iL＜0，uo＜0。第一種情況iL＞0，uo＞0時，整流器a工作，其中工作的僅僅是開關管的反并二極管，整流器b不工作，具體的工作情況參考文獻[10]；第四種情況整流器b工作，整流器a不工作，具體工作情況類似第一種情況；第二種情況和第三種情況將濾波電感中存儲的能量反饋給輸入電源，下面將分析第二種情況時的工作模態，對應的各模態的等效電路和工作波形如圖3和圖4所示，由于在uo＞0時，整流器 b不工作，所以在模態圖中未畫出整流器b。第三種情況（iL＜0，uo＞0）可做類似的分析。

工作模態 1[t1時刻以前]（等效電路如圖 3a所示）：t1時刻以前，變壓器一次側開關S1、S4導通，變壓器二次電路中 S5a、S8a導通，濾波電感中的能量反饋給輸入電源；t1時刻，S1關閉，但是由于二次電路濾波電感的作用，一次電流流通路徑與t1時刻以前一樣。

工作模態2[t1～t3]（等效電路如圖3b所示）：t1時刻，開關 S3導通，變壓器一次電流從 S1反并二極管中轉移到 S3中，因此 S3為硬開通；變壓器二次電流通路與開關模態 0一致；t2時刻，S6a、S7a導通，但并未關斷 S5a、S8a，而是讓這四個開關管有一定時間的導通重疊，由于變壓器一次電流不變，因此此時S6a、S7a中并沒有電流流過。

工作模態3[t3～t4]（等效電路如圖3c所示）：t3時刻，關斷 S5a、S8a，電流由 S5a、S8a向 S6a、S7a換流，因此S5a、S8a硬關斷，S6a、S7a硬接通。變壓器一次電流也改變了方向。

工作模態4[t4～t5]（等效電路如圖3d所示）：t4時刻，S4關斷，變壓器一次電流在B點分流，分別對 S2與 S4的結電容放電與充電，S4的端電壓緩慢上升，因此S4為零電壓關斷。

工作模態5[t5～t7]（等效電路如圖3e所示）：t5時刻，S2與S4的端電壓分別變為零與輸入電壓UD，S2的反并二極管導通。t6時刻，S2導通，但由于二次電路中濾波電感電流的作用，S2的反并二極管繼續保持導通。此階段一直持續到S3關斷為止。

t7時刻以后，變換器開始下半周期的工作，分析過程類似。

圖3 各模態等效電路Fig.3 The equivalent circuits of topology stages of the proposed inverter

圖4 主要波形Fig.4 The key waveforms

4 高頻環節逆變器電壓波形特性分析

相對于其他形式的逆變器來說，高頻環節逆變器的最大優點就是功率變換級數少并且實現了高頻隔離。下面分別從變壓器的輸入電壓與逆變器輸入電壓的成分說明本文所提逆變器的基波和諧波特性。令逆變器系統中的載波角頻率為ωc，開關角頻率為ωs，輸出電壓基波角頻率為ω，調制比為m。

4.1 變壓器輸入電壓特性

根據圖2b中的調制方式，得變壓器輸入端電壓波形的傅里葉展開式為[11]

從式（1）可以看出，變壓器的輸入電壓中不包含逆變器輸出電壓的基波成分，波形含有的最低成分角頻率為（0.5ωc-ω）的波形，如果載波頻率40kHz，基波頻率50Hz，那么變壓器輸入電壓成分中最低頻率也達到19.95kHz。相對于工頻變壓器而言，可大大減小體積和重量。

4.2 逆變器輸出電壓特性

根據圖2b中的調制方式，得濾波器輸入端電壓波形的傅里葉展開式為[11]

式中，N1為變壓器一次繞組匝數；N2為變壓器二次繞組W2和W3的匝數；第一項為基波成分，即期望的輸出電壓；第二項為諧波成分。

可以看出幅值較大的諧波次數較高，可以很容易地用LC濾波器濾除。

5 與現有高頻環節逆變器的比較

目前，研究得比較多的是單極性移相控制高頻脈沖交流環節逆變器[8]，與之相比較，本文所提的組合整流高頻環節逆變器具有以下特點：

（1）電力電子器件多。文獻[8]中逆變器共用12個開關器件，本文所提逆變器采用16個開關器件，這是組合整流逆變器的一個劣勢。

（2）控制復雜程度相當。整流組合逆變器的控制策略與文獻[8]中逆變器的控制策略類似。

（3）發熱均衡性好。文獻[8]中逆變器所有的開關器件都工作在高頻開關狀態，在不考慮死區和導通重疊時間時，同一時刻有6個開關管工作，而組合整流逆變器同一時刻也有6個開關管工作，但是其中 4個開關管處于高頻開關狀態，2個開關管的開關頻率僅僅為工頻（如正半周期時，S9a與 S9b的開關頻率為工頻），這使得發熱較少。組合整流逆變器能夠實現軟開關的開關管與文獻[8]中的一致。關鍵是組合整流逆變器的兩組整流器交替工作，進一步均勻了系統的損耗發熱。

（4）簡化電路適用于單位功率因數的并網逆變器。在輸出電壓和電感電流極性相同時，變壓器二次整流器僅僅只有反并二極管導通，而單位功率因數并網逆變器就滿足電壓電流極性相同的情況，這樣變壓器二次側兩組整流器就可以采用二極管代替全控器件，大大簡化了控制。簡化的適用于并網逆變器的電路如圖5所示。而文獻[8]中逆變器不具有這種特性。

圖5 簡化的組合整流逆變器Fig.5 Main circuit of simplified inverter with high frequency link using combination rectifiers

（5）擁有與之對應的組合逆變、組合整流式AC-AC變換器。文獻[8]中的逆變器有與之電路結構對應的 AC-AC變換器，而本文所提逆變器也有與之對應的組合逆變、組合整流 AC-AC變換器，電路結構如圖6所示。

圖6 組合逆變組合整流逆變器Fig.6 Main circuit of inverter with high frequency link using combination rectifiers and inverters

6 實驗驗證

逆變器控制采用輸出電壓瞬時值外環、電感電流瞬時值內環的控制方式，控制框圖如圖7所示[12]。

圖7 組合逆變組合整流逆變器控制框圖Fig.7 Control diagram for the proposed inverter

根據逆變器穩定運行的要求，確定了一組逆變器參數：kvp=1；逆變器可以看成是一個線性放大器，放大倍數kpwm=33.3，kvf=0.0257，kvi=2 500，kif=kip=2；輸出電壓頻率50Hz；開關頻率fsw=20kHz；濾波器：L1=1mH，C=30μF。根據以上參數采用 TMS320LF 2407型 DSP為主控芯片制作了組合整流式高頻環節逆變器樣機，輸入電壓 DC100V，輸出電壓AC220V/50Hz，變壓器電壓比為2∶9，輸出功率為1kV·A。

圖8為逆變器軟起動時，逆變器輸出電壓波形。DSP在接收到逆變器起動信號后，電壓基準值逐漸增大，逆變器的輸出電壓也隨之增大，在此過程中逆變器輸出電壓的增加過程非常平緩，說明所提逆變器電路的起動性能優良。

圖8 組合整流逆變器軟起動輸出電壓波形Fig.8 Voltage waveforms of the proposed inverter in time of soft starting

圖9為逆變器在阻性負載情況下的電壓電流波形。圖9a為逆變器在空載時突加阻性負載時的電壓電流波形，可以看出，除了在突加負載時刻輸出電壓有較小的下降以外，電壓電流控制器能迅速做出反應穩定輸出電壓跟隨給定值大小，這同時也說明雖然逆變器器件較多，但對整個逆變器閉環控制系統的動態性能未造成影響；圖9b為逆變器突加非線性負載時的電壓電流波形，可以看出，逆變器系統對非線性負載的沖擊具有較強的波形調整能力；圖9c為逆變器突加、突卸阻性負載時的電壓電流波形，可以看出，逆變器在整個過程中運行穩定。

圖9 組合整流逆變器輸出電壓電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of the proposed inverter

圖10為逆變器在輸入電壓為100V，阻性負載時的效率曲線，可以看出，雖然本文所提逆變器采用器件較多，但是由于變壓器二次側兩組整流電路每個工頻周期內只有半周期工作，且有4個開關管以工頻為開關頻率，因此其最高效率仍可達89%。

圖10 逆變器輸出效率曲線Fig.10 Efficient curve of proposed inverter

7 結論

根據并網逆變器輕型化和需要隔離的要求，本文提出了一種全新概念上的組合整流式高頻環節逆變器，該逆變器可以任意功率因數運行，并且電路中的變壓器實現了高頻化，大大減小了電路的體積與重量。在所提主電路中，變壓器二次電路后級的兩組整流器按工頻正、負周期交替工作，能大大降低開關器件的熱應力。實驗表明了所提組合整流高頻環節逆變器性能優良。

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