氮化鎵功率晶體管三電平驅動技術

任小永 David Reusch 季 澍 穆明凱 Fred C Lee

（1. 南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016 2. Virginia Polytechnic Institute and State University Blacksburg VA 24061）

1 引言

技術發展對功率變換裝置的效率、體積、重量以及惡劣環境的適應能力的要求越來越高，Si MOSFET越來越難滿足未來功率變換裝置的要求，因此，氮化鎵功率（GaN）晶體管應運而生[1-4]。

與Si和SiC相比，GaN的特征電阻要小得多（見圖 1），其性能系數（Figure of Merit，FOM）FOM=RdsQg也遠低于硅MOSFET，且其進一步減小的趨勢十分明顯，而硅已接近飽和。同時，GaN材料還具有良好的熱性能[3,5,6]。GaN功率器件這些優點對功率變換裝置性能的影響表現為效率的提升、體積的降低或是兩者兼而得之。這對于應對目前的能源危機和原材料過度消耗問題，推進節能減排與可持續發展有著十分重要的戰略意義和經濟價值；同時，良好的化學穩定性以及耐惡劣環境能力使得GaN在未來航空、航天以及國防事業中的作用舉足輕重。

圖1 特征電阻對比Fig.1 Specific resistance comparison

由于GaN功率晶體管的開關特性、驅動技術及損耗機制相比Si MOSFET有顯著差異，如何實現對GaN功率晶體管的驅動，對發揮其優勢、提高系統整體性能十分關鍵。

目前，Si MOSFET的驅動方式可以歸納為PWM方式和諧振方式兩大類[7]。其中，PWM驅動方式又可以分為集成式驅動和分立式驅動。集成式引起驅動結構簡單、可靠而被廣泛使用，尤其是對于互補開通的橋臂結構，集成驅動器既可以實現高可靠開通，又避免了橋臂直通[8]。然而，傳統的PWM方式并沒有考慮到控制死區時間對于開關管的控制，對于互補導通的橋臂結構，控制死區時間由開關管的反向導通機制實現電流續流。GaN功率晶體管由于沒有體二極管，反向導通機制與Si MOSFET不同，其壓降也遠高于Si MOSFET體二極管的壓降[2-4]。這對于高頻工作的 GaN功率晶體管而言，若是沿用原有的 PWM驅動方式，死區時間的導通損耗將成為效率提高的致命障礙[4]。針對橋臂互補導通增強型GaN功率晶體管結構，美國國家半導體（現德州儀器）2011年年初剛剛推出一款集成的控制器 LM5113，該控制器實際上還是基于傳統的PWM 方式，不同的是把死區時間設置的問題推給了邏輯控制電路，并沒有從根本上找到死區時間反向導通問題的解決方案[9]。

針對 Si MOSFET的諧振式驅動是利用驅動回路的寄生電感或諧振電感與開關管結電容之間的諧振實現對開關管的驅動，通過回收驅動能量以降低驅動損耗[7,10]。而諧振式驅動電路本身并非無損的，其之所以能降低損耗實際上是節省了邏輯電路驅動損耗與功率電路驅動損耗之間的功耗差。這對于Qg比較大的Si MOSFET而言效果很明顯，而GaN功率晶體管的Qg較小，諧振式驅動利用功耗差提高效率的優勢顯然不足[1-3,7,11]。另外，與 PWM 一樣，在用于橋臂結構驅動時，諧振式驅動并沒有考慮死區時間的控制。因此，有針對性的從GaN自身的特點出發，對能充分發揮其優勢的驅動方案的研究勢在必行。

本文將基于GaN晶體管的特性分析，并以GaN功率器件在同步整流 Buck變換器中的應用為例，提出一種三電平驅動方式，以充分發揮GaN功率晶體管器件的優越性。

2 GaN功率晶體管的特性

圖2所示為IR公司GaN功率晶體管器件的結構圖。由結構圖可知，GaN功率晶體管器件柵極和源極是一個對稱的結構，這與 MOSFET是不相同的。MOSFET的柵源極是不對稱的，且由于結構材料特性，MOSFET中物理存在著一個寄生的二極管，俗稱體二極管（body-diode）。顯然，由于結構上的不一樣，GaN功率晶體管中并不存在這樣一個體二極管。

圖2 GaN功率晶體管結構示意圖Fig.2 Structure of GaN transistor

圖3是增強型GaN功率晶體管的V-I特性曲線，圖4為MOSFET的V-I特性曲線，圖3和圖4相比，在第一象限，兩者的工作模式是類似的，但是在第三象限，兩者工作模式則是完全不一樣的。在給定的驅動電壓下，MOSFET最大SD導通壓降為二極管管壓降VF，而 GaN功率晶體管則保持其在第一象限的恒阻特性。

圖3 GaN功率晶體管V-I特性曲線（EPC1015）Fig.3 V-I characteristic curve of GaN transistor (EPC1015)

圖4 MOSFET V-I特性曲線（IRF6618）Fig.4 V-I characteristic curve of Si-MOSFET(IRF6618)

在絕大多數的場合，主要關注功率晶體管在第一象限的特性，然而在一些需要反向導通機制工作的場合，如同步整流管（Synchronous Rectifiers,SRs）以及零電壓開關變換器，則需要關注第三象限的特性。以同步整流管為例，其很重要的一個特性就是在驅動信號建立之前器件可以反向導通。對MOSFET而言，即體二極管在溝道開通之前導通。而GaN功率晶體管中并沒有體二極管，在驅動信號沒有建立之前，其反向工作機制能否建立是GaN功率晶體管能否在此類場合中應用的關鍵。

圖5是GaN功率晶體管的等效物理模型，除了沒有體二極管外與MOSFET類似。在作為同步整流管使用、且驅動信號還沒有建立時，此時VGS為零，即可認為 G、S此時是短接的，電容CGD與CDS并聯，當電流從S端流進，電流給電容CGD與CDS進行反向充電。由于GaN功率晶體管是一個DS對稱的結構，當電容電壓VGD充至門檻電壓Vth時，溝道開始導通，而此時的導通壓降VSD=VGD=Vth。即GaN功率晶體管反向導通機制是由于VGD到達開通的門檻電壓，而不是體二極管，這一點與MOSFET不同，正是這種差異使得 GaN功率晶體管在驅動電壓沒有建立之前的反向導通壓降遠比 MOSFET的體二極管大。

圖5 GaN功率晶體管等效物理模型Fig.5 Equivalent model of GaN transistor

當然，由于沒有了體二極管，因此MOSFET作為同步整流管使用時的反向恢復問題在 GaN功率晶體管中不再是個問題。

3 傳統驅動方式的問題

通常，為了保證電路可靠運行，避免直通問題，電路中互補工作的兩只開關管在實際驅動工作時會預留一個死區時間，以確保電路安全可靠實行換流。以同步整流Buck變換器（見圖6）為例，其主控管與同步整流管的驅動之間也同樣存在這樣的死區時間，在控制死區內，電流通過同步整流管的反向導通機制進行換流。當變換器工作頻率不高時，控制死區可以完全忽略；當變換器頻率不斷升高的時候，這個問題則會變得比較突出。從功耗的角度來看，這一段時間中損耗可以表達為

圖6 同步整流Buck變換器Fig.6 Synchronous rectified Buck converter

顯然，對于一定的死區時間，頻率升高意味著損耗增大。由于開關管在不同負載條件下實際導通、截止的時間是不一樣的，因此在實際的電路設計中，驅動的死區時間是按照最惡劣的情況來考慮的。以目前常用的單輸入 Buck同步整流的驅動器為例，其設置的死區時間一般為20ns左右，這對于開關頻率為500kHz左右的POL應用場合是合理的，但對于頻率到MHz甚至10MHz而言，頻率越高其對占空比的影響越惡劣[7,10]。而GaN功率晶體管的優勢在于兆赫茲的高頻應用場合。換而言之，在GaN功率晶體管電路中沿用目前的 Si MOSFET集成驅動方式顯然不可取。

在死區時間更小的新一代驅動器出來之前，簡單可行的方案無疑是采用雙輸入的驅動器，通過控制兩個輸入信號的邏輯時序達到最小化死區時間的目的，以降低GaN功率晶體管在死區時間的損耗。這種做法可以有效的減小死區時間，但由于開關管導通、截止的時間受負載電流的影響，要時刻都能滿足死區時間最小就必須實現對輸入信號的邏輯時序進行實時調整，這對于POL這樣一個小系統顯然不太現實。下面將基于GaN功率晶體管的方向導通機制提出一種合適的驅動方式。

4 GaN功率晶體管的三電平驅動方式

圖 7中，由KVL定律可知，GaN功率晶體管工作時三個結電容電壓滿足下列關系：

圖7 GaN功率晶體管結電容電壓的關系圖Fig.7 Junction capacitor voltage of GaN transistor

顯然，由這個表達式可以推得在驅動尚未建立，GaN處于反向導通時，由于VGS=0，反向導通壓降就是加在柵漏極的驅動門檻電壓Vth，即VGD=VSD=Vth。該反向導通機理也側面驗證了上面提及的GaN的對稱結構，即無論GD或是 GS有驅動電壓都可以實現開關管的驅動。按照這個邏輯，為了減小反向導通的壓降VSD理論上存在下列三種可能：①VGS保持為零不變，降低VGD；②VGD仍為Vth，增加VGS；③增加VGS的同時降低VGD。

第①、第③兩種可能性依賴于器件的改進，這主要是因為GaN功率晶體管反向導通時VGD實際就是器件的門檻電壓。因此，真正可行的是第②種，也就是說，在驅動死區時間可以適當提高柵源極電壓VGS（VGS＜Vth），達到降低反向導通電壓VSD的目的。值得注意的是，這里之所以要保證VGS＜Vth，就是為了避免器件直通導致源短路。

基于上述分析，為了解決死區時間GaN功率晶體管導通損耗問題，可以在死區時間給 GS一個偏置電平Vgs_d=Vx（Vx＜Vth，見圖 8），這樣相對于傳統驅動方式的高、低電平而言，在原先兩電平的基礎上多了一個中間電平Vx。此時SD反向導通的壓降有原先的Vth降低到Vth-Vx，理論上，當Vx接近Vth時開關管反向導通的壓降為零，這將大幅度降低反向導通引起的損耗。

圖8 Buck-POL中GaN功率晶體管三電平驅動策略Fig.8 3-level driving method for GaN in Buck POL

而由GaN功率晶體管的V-I特性可知，在驅動電壓低于門檻電壓時，開關管處于線性工作區域，此時開關管的阻抗相對較大，不會造成橋臂直通的問題，同時和上管交迭的導通時間很短，漏電流造成損耗相對于反向導通的損耗改善可以忽略不計。

5 實驗結果

為了驗證本文提出的三電平驅動方案，實驗室完成了一臺同步整流 Buck變換器原理樣機，樣機的參數為：Vin=12V，Vo=1.2V，Io=20A，V1、V2均為 EPC1015，Lf=150nH，fs=1MHz，td=15ns。

圖9給出的是三電平驅動的電路圖，圖10給出的是相應的信號邏輯圖。當 CON為低信號時，電路工作于兩電平驅動狀態。原理樣機如圖11所示，需要說明的是，為了降低實驗的難度，V1與 V2采用了相同的器件。

圖9 三電平驅動電路Fig.9 3-level driving circuit diagram

圖10 三電平驅動電路信號邏輯順序Fig.10 Logic signal consequence for 3-Level driving circuit

圖11 原理樣機照片Fig.11 Prototype picture

圖12和圖13給出的是兩電平和三電平驅動是的柵源極電壓和漏源極電壓形，由于GaN功率晶體管體積太小，這里沒有測試漏極電流。從實驗波形可以看出三電平驅動方式有效降低了 GaN功率晶體管反向導通壓降。圖 14給出的是樣機在不同Vx下的效率對比。顯然，在Vx＜Vth的前提下，增大Vx意味著變換器效率的提高。

圖12 GaN兩電平驅動及DS電壓Fig.12 2-level GS and DS voltage of GaN transistor

圖13 GaN三電平驅動及DS電壓波形Fig.13 3-level GS and DS voltage of GaN transistor

與此同時，為了比較GaN與Si MOSFET的性能，這里同樣給出了一組優化設計的 Si MOSFET樣機的實驗結果，V1和 V2分別采用 TI公司的CSD16410和CSD16325，其余參數保持一致。在工作頻率為1MHz時，GaN兩電平驅動的滿載效率要高于 MOSFET；但是由于其反向導通壓降遠大于MOSFET的體二極管壓降，因此其輕載工作時的效率要遠低于MOSFET。

圖14 效率曲線對比Fig.14 Measured efficiency

另外，為了證明驅動方法改進的必要性，將本文所提出的控制策略與 V2并聯肖特基二極管的情形進行了對比。其中，Vx=1.5V，當開關頻率上升到2MHz時，濾波電感減小到80nH，其余參數保持不變。圖 15給出了效率曲線對比，在滿載條件下，fs=1MHz時，三電平驅動方案比并聯二極管方案的效率高0.3%；當頻率上升到2MHz時，三電平方案的優勢接近 1%。也就是說，隨著頻率上升，所提的三電平方案優勢增大，這對于適用于高頻開關的GaN功率晶體管而言是十分必要的。

圖15 效率曲線對比Fig.15 Measured efficiency

6 結論

本文針對GaN功率晶體管在高頻POL應用場合，基于對GaN電氣特性的分析提出一種三電平的驅動方案以減小 GaN功率晶體管反向導通時的壓降，從而達到改善變換器效率的目的。

實驗結果表明，本文所提出的GaN功率晶體管三電平驅動方案對高頻應用是有效且必要的，也將為 GaN功率晶體管的的廣泛應用起到巨大的促進作用。

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