交錯反激式光伏并網(wǎng)微逆變器的控制器實現(xiàn)

張鳳閣 朱仕祿 殷孝雎,2 滕志飛

（1. 沈陽工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院 沈陽 110870 2. 遼寧太陽能研究應(yīng)用有限公司 沈陽 110130）

1 引言

光伏并網(wǎng)逆變器作為光伏電池和電網(wǎng)的接口設(shè)備，是光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)的關(guān)鍵，逆變器的性能直接決定光伏系統(tǒng)的發(fā)電效率[1,2]。光伏并網(wǎng)微型逆變器是將單一的太陽能電池板模塊輸出的直流電轉(zhuǎn)化為交流電[3]，并在較寬的范圍內(nèi)掃描各獨立太陽能電池板下的峰值功率點，避免了大規(guī)模電池陣列因為局部損壞或者被遮擋，而造成整個系統(tǒng)的故障。這樣，通過對各模塊的輸出功率進(jìn)行優(yōu)化，使得整體的輸出功率最大，提高了系統(tǒng)的效率。

教育部創(chuàng)新團(tuán)隊發(fā)展計劃(IRT1072) 和遼寧省高校創(chuàng)新團(tuán)隊支持計劃(LT2011003) 資助項目。

在中小功率應(yīng)用場合，反激式拓?fù)湟蚪Y(jié)構(gòu)簡單，具有電氣隔離，電壓調(diào)節(jié)范圍寬等優(yōu)點而受到廣泛應(yīng)用。本文研究的交錯反激式光伏并網(wǎng)微逆變器，在具備單管反激式變換器的優(yōu)點的同時，可以有效降低反激變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力，減小輸出電流脈動和濾波元件容量，提高了變換器的功率[4-7]。本文針對光伏陣列特性方程的非線性時變性特點[8]，分析了太陽能電池板輸出電壓紋波與光伏利用率的關(guān)系，從提高光伏陣列的能量利用率角度給出了有效抑制二次功率擾動的功率解耦電容的設(shè)計方法。

2 光伏并網(wǎng)微逆變器系統(tǒng)

2.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

本文研究的光伏并網(wǎng)微逆變系統(tǒng)如圖1所示，該系統(tǒng)包括DC-DC升壓電路、DC-AC逆變電路和LC濾波電路。交錯反激變換器工作于連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），實現(xiàn) MPPT和升壓，其輸出電壓通過與后級協(xié)調(diào)控制穩(wěn)定為定值；DC-AC逆變電路做工頻開關(guān)，并實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。系統(tǒng)光伏陣列使用晶澳4S190A020A單晶硅電池組件，光伏陣列電參數(shù)和功率電路參數(shù)分別見表1和表2。

圖1 交錯反激光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 The circuit topology of the interleaved flyback grid-connected converter

表1 光伏陣列的技術(shù)參數(shù)Tab.1 Specifications of the PV array

表2 功率電路參數(shù)Tab.2 Parameters of power circuit

2.2 交錯反激變換器控制分析

2.2.1 單管反激等效建模與控制

反激轉(zhuǎn)換器的對等非隔離電路與升降壓轉(zhuǎn)換器類似，當(dāng)系統(tǒng)在連續(xù)導(dǎo)通模式下運行時，占空比與輸出電壓及電流為非線性關(guān)系[9]。因此，為了簡化建模和計算控制環(huán)系數(shù)，分析時將使用升降壓轉(zhuǎn)換器。如圖2所示，將反激變壓器的磁化電感替換為升降壓電感。升降壓拓?fù)鋾a(chǎn)生反相的輸出電壓。通過二極管和負(fù)載的平均電流的波形與反相的整流正弦波相似。反激變壓器的二次側(cè)與一次側(cè)的比值為N=ns/np。負(fù)載電流為

圖2 反激變換器結(jié)構(gòu)等效模型Fig.2 The equivalent model of the flyback converter

認(rèn)為MOSFET是理想開關(guān)，由于載波（三角波）的頻率高于系統(tǒng)的響應(yīng)頻率，則MOSFET的電壓按狀態(tài)平均化看成連續(xù)量。S1在三角波的每一個周期中存在ON和OFF兩個工作狀態(tài)。

式中，νL為等效電感的電壓；iL為其流過電流。

設(shè)D為MOSFET的占空比，將式（3）和式（4）用狀態(tài)平均法寫成狀態(tài)平均化方程，即

要產(chǎn)生正弦電流波形，對反激變換器件建立電流控制環(huán)。設(shè)PI控制器G=Kp+Ki/s，則

將式（1）、式（2）、式（5）和式（6）聯(lián)立得

反激變壓器的匝數(shù)比N=7，電流環(huán)的PI控制參數(shù)為：Kp=16.7；Ki=57 037.7。交錯反激變換器在加入解耦前饋補償和PI控制器補償后，系統(tǒng)伯德圖如圖 3所示，可以看出補償前，系統(tǒng)的增益裕量為2.99dB，相位裕量為 10.4°，系統(tǒng)的穩(wěn)定性相對較差；補償后系統(tǒng)的控制性能得到改善，增益裕量增加為 10.3dB，相位裕度增加為 104°，同時開環(huán)頻率衰減為-40dB以下，滿足控制系統(tǒng)要求。

圖3 PI補償前和補償后系統(tǒng)的伯德圖Fig.3 Bode plot for PI compensator and compensation system

這樣，通過控制芯片輸出的經(jīng)調(diào)制的正弦PWM，控制初級反激變壓器的MOSFET，產(chǎn)生單相全波的二次側(cè)二極管電流，其平均值會在輸出電容上產(chǎn)生單相全波的電壓和電流。后級SCR全橋以2倍工頻轉(zhuǎn)換，將單相全波轉(zhuǎn)換成正弦波，在數(shù)字鎖相環(huán)的控制下，使逆變器輸出實現(xiàn)與電網(wǎng)同步。

2.2.2 交錯反激變換器的負(fù)載電流平衡控制

由于MOSFET的內(nèi)部特性以及變壓器繞組、電容和二極管的內(nèi)部電阻會有差異，各個反激轉(zhuǎn)換器的輸出電壓可能略有不同[10]。因此，當(dāng)兩個MOSFET使用相同的占空比時，可能會導(dǎo)致兩個反激轉(zhuǎn)換器級之間負(fù)載不均衡。這就需要采用負(fù)載平衡控制環(huán)來平衡兩個反激轉(zhuǎn)換器開關(guān)中的電流，以便使兩個轉(zhuǎn)換器的負(fù)載均衡。

交錯反激變換器控制結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示，將兩個反激轉(zhuǎn)換器的MOSFET電流之差（ipv1-ipv2）作為負(fù)載平衡控制環(huán)的反饋，與參考零值做比較，來校正MOSFET電流之間的差異，使其接近參考輸入值0。負(fù)載平衡控制環(huán)的輸出是一個占空比較值ΔD，該項與主占空比D相加得到第一個升壓轉(zhuǎn)換器的占空比D1。從主占空比D中減去ΔD項可得到第二個升壓轉(zhuǎn)換器的占空比D2。圖5顯示了負(fù)載平衡控制補償前和補償后系統(tǒng)的伯德圖，可以看出補償后系統(tǒng)的增益裕度和相位裕度都得到了改善。

圖4 交錯反激光伏并網(wǎng)逆變器控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 The control structure diagram of interleaved flyback inverter

圖5 負(fù)載平衡控制PI補償前和補償后的伯德圖Fig.5 Bode plot for load balance PI compensator and compensation system

2.2.3 單位功率因數(shù)并網(wǎng)的控制實現(xiàn)

并網(wǎng)太陽能微型逆變器必須從 PV電池板獲取電流并將其以單位功率因數(shù)傳送到公用電網(wǎng)。圖 1中的并網(wǎng)微型逆變器，其中，VAC是逆變器輸出的電壓；VL是連接電感（EMI電感）上的壓降；Vgrid是公用電網(wǎng)的電壓波形。

假設(shè)損耗可忽略，可以發(fā)現(xiàn)：VAC=Vgrid+VL，其中所有變量均是形式為v=Vejω的相量。在此基礎(chǔ)上，便可計算出VAC

為了實現(xiàn)單位功率因數(shù)條件，電流波形必須與公用電壓波形同相，控制此工作的關(guān)鍵是逆變器電壓變量VAC。可根據(jù)式（8）表達(dá)出IAC為

如圖6所示，電流 （或功率）的幅度和方向可由逆變器輸出電壓波形的相移α和幅度來控制。

圖6 逆變器輸出電壓的幅度和相位要求Fig.6 Magnitude and phase requirement of inverter output voltage

3 PV電池板利用率與輸入電容關(guān)系

對于單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，常用的光伏陣列的結(jié)構(gòu)為m個相同的、由n個光伏模組串聯(lián)支路并聯(lián)構(gòu)成的n×m光伏陣列。使用適于系統(tǒng)設(shè)計和仿真的工程簡化模型[11]，光伏模塊輸出特性為

式中，I為光伏電池的輸出電流；Isc、Voc、IMPP和VMPP分別為光伏模組的短路電流、開路電壓、最大功率點的輸出電流和輸出電壓；m為并聯(lián)支路個數(shù)；n為每個串聯(lián)支路包含的光伏模組個數(shù)。

對太陽能電池板建模，得到如圖7所示的光伏電池輸出特性曲線，忽略溫度影響，電壓和電流會隨著光強的變化而變化，可見光伏陣列為非線性直流源，存在最大功率輸出點（圖中黑點所示），為了提高光伏發(fā)電系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)換效率，通常采用一定的最大功率跟蹤算法保證光伏陣列穩(wěn)定運行在最大功率輸出點。本文采用擾動觀察法（P&O）來實現(xiàn)MPPT，在每三個交流周期執(zhí)行一次 MPPT程序。利用電壓和電流的平均值作為參數(shù)，計算平均輸入功率以及輸入電壓的變化，從而遞增或遞減電流參考值。

圖7 不同光強下光伏電池輸出特性曲線Fig.7 I-V curve of photovoltaic cell for different radiation conditions

由于系統(tǒng)不會穩(wěn)定在最大功率點上工作，會存在二次功率擾動，光伏陣列輸出端口電壓存在兩倍于電網(wǎng)頻率的紋波，光伏陣列穩(wěn)定運行在最大功率點VMPP時，光伏陣列的輸出端口電壓瞬時值

將式（13）代入式（10）中，可得輸出電流瞬時值為

定義光伏陣列利用率

因為PPVA中含有esin2ωt的積分項，其計算復(fù)雜，不方便功率解耦電容的設(shè)計，因此將式（14）在最大功率點附近利用二階泰勒級數(shù)展開，進(jìn)行線性擬合可得

聯(lián)立式（11）、式（12）、式（15）和式（16）可得電壓紋波的振幅和利用率之間存在的關(guān)系：

式（21）給出了功率解耦電容的容值與光伏陣列利用率之間的函數(shù)關(guān)系，根據(jù)式（21）即可計算出在一定的光伏陣列能量利用率條件下的功率解耦電容值。如表 3，對于m=1，n=1的單塊太陽能電池板，I-V特性曲線的二階泰勒級數(shù)擬合函數(shù)的系數(shù)α=-0.022 5；β=1.501 7；γ=-19.645 6。

隨著輸入解耦電容值的增大，光伏陣列能量利用率增高，同時電壓波紋減小。當(dāng)紋波電壓的振幅低于MPP電壓的8.5%時，可達(dá)到98%的利用率。PV模塊的MPP電壓為36V，為了保持系統(tǒng)不低于98% 的利用率，設(shè)計選用5 600μF的輸入解耦電容。

表3 功率解耦的電容容值設(shè)計Tab.3 Capacity design of power decoupling capacitor

4 系統(tǒng)仿真與實驗

為了驗證交錯反激變換器的建模及其控制方法的有效性，在表 1和表 2的電路參數(shù)下，使用Simulink搭建了交錯反激變換器及其控制器的系統(tǒng)仿真模型，仿真結(jié)果如圖8和圖9所示。

圖8 控制器參考電流和輸出電流波形Fig.8 The reference current and the output current waveforms of controller

圖9 交錯反激變換器的輸出電壓、電流波形Fig.9 Voltage and current output waveforms of interleaved flyback converter

從圖8可以看出，交錯反激變換器的輸出電流緊緊跟隨電流參考值，波形基本重疊，并且輸出單相全波，說明系統(tǒng)具有很好的跟蹤效果。在實際應(yīng)用中，適當(dāng)增加 PI控制器的比例系數(shù)Kp或積分系數(shù)Ki，在一定程度上可以減少（但不能消除）穩(wěn)態(tài)誤差，但Kp或Ki的取值越大，系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度越小，過大的Kp或Ki將導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。

圖9是系統(tǒng)在使用PI控制和前饋補償時，得到的交錯反激變換器的輸出電壓和輸出電流波形。從圖中可以看出逆變器輸出電壓峰值約為400V，高于電網(wǎng)電壓峰值，可以實現(xiàn)并網(wǎng)。對于并網(wǎng)電流，由于從量值上看，電流值遠(yuǎn)小于電壓值，為了便于觀察，將電流波形擴(kuò)大了300倍。從圖9中可以看出，仿真系統(tǒng)的輸出電壓和輸出電流波紋很小，除在過零點附近外，其他未出現(xiàn)振蕩不穩(wěn)定現(xiàn)象。

針對遼寧太陽能研究應(yīng)用有限公司的一臺200W 光伏并網(wǎng)微逆變器樣機，使用直流電源作為光伏并網(wǎng)微逆變器的輸入，做了AC 220V的并網(wǎng)實驗，實驗平臺如圖10所示。逆變器的工作電壓范圍為 22～47V，超出范圍逆變器將停止工作。通過實驗，得到逆變器的工作效率高于82%，當(dāng)電網(wǎng)負(fù)荷較高時，逆變器的最高效率可達(dá)到94%。圖11～圖13為光伏微逆變器在直流電源輸入34.4V時得到的實驗波形。

圖10 微逆變器并網(wǎng)實驗圖Fig.10 The experiment diagram for microinverter

圖 11為交錯反激式變換器的 MOSFET驅(qū)動PWM信號，其中CH1為MOSFET1的PWM驅(qū)動波形，CH2為MOSFET2的PWM驅(qū)動波形，驅(qū)動信號交錯工作。交錯操作減小了輸出電流紋波，降低輸出電流的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion，THD）。

圖11 交錯反激MOSFET的PWM驅(qū)動信號Fig.11 PWM drive signals for interleaved flyback MOSFET

圖12顯示了當(dāng)輸入電壓為34.4V時，光伏并網(wǎng)微逆變器的并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形，其中并網(wǎng)電壓值為233.3V，并網(wǎng)電流值為0.67A。從圖12可以看出并網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流的頻率為50Hz，具有很好的正弦性，功率因數(shù)為0.959，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)并網(wǎng)。圖13顯示了并網(wǎng)電壓各次諧波所占基波的百分比，測量顯示：在逆變器輸出電壓有效值為233.3V的情況下，基波電壓有效值為208.92V，總的諧波畸變率為1.29%，滿足電網(wǎng)質(zhì)量要求。

圖12 微逆變器并網(wǎng)電壓和電流波形Fig.12 Grid-connected voltage and current waveforms for the micro inverter

圖13 并網(wǎng)電壓諧波Fig.13 The harmonic of grid-connected voltage

5 結(jié)論

本文通過對交錯反激式光伏并網(wǎng)微逆變器的研究與分析，建立了簡化的交錯反激變換器的電流控制模型，設(shè)計了前饋解耦補償及PI控制器，通過仿真實驗驗證了控制器的可行性。同時，對于太陽能電池特性，推導(dǎo)了太陽能電池板的利用率與輸入解耦電容的關(guān)系，通過計算證明，與使用多個光伏組件逆變器相比，使用單光伏組件的微逆變器，在輸入解耦電容容量低的情況下，可以達(dá)到較高的太陽能組件的利用率。

光伏并網(wǎng)微逆變器是未來光伏并網(wǎng)發(fā)電的一個中重要發(fā)展方向，盡管本文建立微逆變器系統(tǒng)的成本要高于大功率系統(tǒng)，但這種交錯式反激式逆變器為將來將微逆變器小型化、模塊化、市場化的發(fā)展提供了方向。

[1] 周林, 馮玉, 郭柯, 等. 單相光伏并網(wǎng)逆變器建模與控制技術(shù)研究[J]. 太陽能學(xué)報, 2012, 33(3): 485-493.Zhou Lin, Feng Yu, Guo Ke, et al. Research on modeling and control strategy for single-phase photovoltaic grid-connected inverter[J]. Acta Energiae Solaris Sinica, 2012 33(3): 485-493.

[2] 舒杰, 傅誠, 陳德明, 等. 高頻并網(wǎng)光伏逆變器的主電路拓?fù)浼夹g(shù)[J]. 電力電子技術(shù), 2008, 42(7): 79-82.Shu Jie, Fu Cheng, Chen Deming, et al. A review of main circuit topology for high-frequency gridconnected PV inverters[J]. Power Electronics, 2008,42(7): 79-82.

[3] 易文杰. 光伏發(fā)電并網(wǎng)與微網(wǎng)運行控制真研究[D].成都: 西南交通大學(xué), 2010.

[4] 王紅梅, 成曉燕, 馬海嘯, 等. 新型交錯并聯(lián)反激變換器的研究[J]. 電力電子技術(shù), 2006, 40(3): 17-19.Wang Hongmei, Cheng Xiaoyan, Ma Haixiao, et al.Research on a novel inteleaved flyback converter[J].Power Electronics, 2006, 40(3): 17-19.

[5] Kjaer S B. Design and control of an inverter for photovoltaic applications[D]. Aalborg: Aalborg University, 2005.

[6] 孫林, 梁永春, 龔春英, 等. 基于反激變換器的單級式DC/AC逆變器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2006, 21(3):89-93.Sun Lin, Liang Yongchun, Gong Chunying, et al.Research on single-stage inverter based on the flyback converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2006, 21(3): 89-93.

[7] 梁永春, 孫林, 龔春英, 等. 同步整流反激逆變器研究[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2006, 26(6): 95-99.Liang Yongchun, Sun Lin, Gong Chunying, et al.Synchronous rectification approach for flyback inverter[J]. Proceeding of the CSEE, 2006, 26(6):95-99.

[8] 董妍. 新型反激式光伏并網(wǎng)逆變器的研究[D]. 哈爾濱: 哈爾濱工業(yè)大學(xué), 2007.

[9] A Ch Kyritsis, Tatakis, N P Papanikolaou. Optimum design of the current-source flyback inverter for decentralized grid-connected photovoltaic systems[J].IEEE Transaction on Energy Conversion, 2008, 23(3):281-293.

[10] 汪東. 開關(guān)電容型交錯并聯(lián)變流拓?fù)渑c逆變并聯(lián)控制技術(shù)研究[D]. 杭州: 浙江大學(xué), 2009.

[11] 劉邦銀, 段善旭, 康勇. 單相單級并網(wǎng)光伏發(fā)電系統(tǒng)中二次功率擾動的分析與抑制[J]. 太陽能學(xué)報,2008, 29(4): 407-411.Liu Bangyin, Duan Shanxu, Kang Yong. Analysis and suppression of the second power disturbance in single-phase single-stage photovoltaic gridconnected generation system[J]. Acta Energlae Solaris Sinica, 2008, 29(4): 407-411.