枝節加載的高性能雙模雙頻段濾波器

王 斌，官雪輝，王曉燕，袁 野，劉海文

（華東交通大學信息工程學院，江西南昌330013）

通信產業的蓬勃發展促使了雙頻段無線通信系統的產生，作為雙頻段無線通信系統的重要組成部件，雙頻段濾波器的研究備受關注。目前，雙頻段無線通信系統對雙頻段濾波器的要求愈來愈高，實現雙頻段濾波器的帶寬和中心頻率易控且保持良好的阻帶特性一直是人們追求的目標。為此，國內外廣大學者進行了大量研究。通過級聯開路枝節和短路枝節的方法實現的雙頻帶通濾波器［1-3］雖然實現了濾波器帶寬的獨立控制，然而由于寄生通帶的存在導致阻帶特性不是很好。采用階躍阻抗諧振器（SIR）設計的雙頻帶通濾波器［4-6］雖然可以通過調節SIR的參數控制中心頻率的特性，然而每個通帶的帶寬卻是難以控制的。近年來，枝節加載的開環諧振器已經被成功用于設計帶寬和中心頻率易控的雙頻帶濾波器［7-9］，然而其阻帶特性方面仍有待改進。因此，如何在保持濾波器帶寬和中心頻率可控的前提下設計寬阻帶的高性能雙頻段阻帶特性仍然是有待解決的問題。

1 枝節加載的雙模開環諧振器和雙模帶通濾波器分析

如圖1（a）所示，本文所提出的枝節加載的雙模開環諧振器是由一個半波長傳輸線諧振器和一個T形開路枝節組成。Y1和L1分別代表半波長傳輸線諧振器的特性導納和物理長度；Y2，L2和Y3，L3分別代表T形開路枝節中間部分和兩端岔開部分的特性導納和物理長度。開路枝節加載在半波長傳輸線諧振器的中心位置，由于整個諧振器是關于對稱軸對稱的，因此可以用奇偶模理論來分析它。

式中：θ1=βL1為半波長傳輸線諧振器一半部分的電長度；β為相常數；j 為虛數。由諧振條件Yin，odd=0 可得奇模諧振頻率（fodd）的計算公式為

其中：n=1，2，3，…；c=3×108m·s-1，為真空中的光速；εeff為微帶線的有效介電常數。由公式（2）可知，奇模諧振頻率只由半波長諧振器的物理長度（L1）決定，而與開路枝節無關，且通過調節L1可以很輕易的調整奇模諧振頻率的位置。

圖1 枝節加載雙模開環諧振器的結構圖和奇偶模等效電路Fig.1 Configuration and equivalent circuits of the proposed stub-loaded dual-mode open-loop resonator

式中：θ2=βL2和θ3=βL3分別是加載的開路枝節的中間部分和岔開的兩端部分的電長度。由諧振條件Yin，even=0 可得

對于Y2=2Y1=2Y3的特殊情況，等式（4）可轉化為

由等式（5）又可以得到

因此在Y2=2Y1=2Y3的情況下，偶模諧振頻率（feven）可由下式計算得到

其中：n=1，2，3，...。由上式可知偶模諧振頻率受半波長傳輸線諧振器和開路枝節的共同影響，且通過調整L1，L2和L3可以很容易的調整偶模諧振頻率的大小。

圖2 弱耦合情況下的枝節加載雙模諧振器在L3取不同值時的仿真結果Fig.2 Simulated results of the proposed stub-loaded dual-mode resonator under weak coupling against L3

圖2給出了弱耦合情況下的枝節加載的雙模諧振器在開路枝節L3取不同值時的仿真結果，圖中的S21是濾波器的插入損耗。由圖2可知，當開路枝節長度L3由4.0 mm 增加到4.3 mm 時，偶模諧振頻率將高于奇模諧振頻率，且偶模諧振頻率和傳輸零點隨著L3的增大顯著降低，此時奇偶模之間的距離拉近；當L3由6.5 mm 增加到6.8 mm 時，偶模諧振頻率將低于奇模諧振頻率，偶模諧振頻率和傳輸零點隨著L3的增大顯著降低，此時奇偶模之間的距離被拉遠。因此，當半波長諧振器長度（L1）保持不變時，調節開路枝節的長度（L3）只對有影響，并且偶模諧振頻率會隨著L3的增大而減小。且由于奇偶模信號的相互抵消作用，在偶模諧振頻率附近產生一個傳輸零點，這個傳輸零點的位置會隨著奇偶模位置的變化而變化。因此，通過調整枝節加載諧振器的尺寸參數可以控制傳輸零點的位置。

綜上所述，通過控制調節加載開路枝節的尺寸參數可以很輕松地控制雙模諧振器的奇偶模之間的距離和傳輸零點的位置，進而達到控制雙模濾波器帶寬和通帶選擇性的目的。因此，采用此種諧振器設計的雙模帶通濾波器的帶寬、中心頻率和頻帶選擇性是比較容易控制的。

2 雙模雙頻段濾波器設計和特性分析

圖3給出了所設計的雙模雙頻段濾波器的結構圖。圖3中W1和W4分別代表兩個枝節加載諧振器半波長諧振器的寬度；W2，W3和W5，W6分別代表枝節加載諧振器中心加載枝節的寬度；Ln(n=1，2，…，6)代表諧振器各部分的物理長度；L7,L8和W7代表饋線的長度和寬度；S1,S2和S3分別代表饋線和兩個諧振器之間的間距。兩個擁有不同諧振頻率的加載箭頭形開路枝節的雙模開環諧振器通過適當的設計組合在一起，它們共用相同的輸入輸出饋線，并在各自的諧振頻率諧振形成了兩個獨立的單頻段雙模帶通濾波器。本文所設計的雙頻段帶通濾波器即是由這兩個單頻段雙模帶通濾波器并聯而成，因此通過改變各個單頻段雙模帶通濾波器的特性可以獨立控制雙頻帶濾波器各個通帶的特性。

圖3 雙模雙頻段濾波器的結構圖Fig.3 Structure of the proposed dual-mode dual-band BPF

圖4 雙頻帶通濾波器取不同L4 和L6 時的頻率響應Fig.4 Simulated responses of the proposed dual-band BPF against L4 and L6

圖5 雙模濾波器隨L8 變化的頻率響應Fig.5 Simulated responses of the dual-mode BPF against L8

圖4給出了雙頻帶通濾波器取不同L4和L6時的頻率響應情況，圖4中的S11代表濾波器的回波損耗。當L4和L6同時增大時，濾波器第二個通帶中心頻率以及傳輸零點fz3第二個傳輸零點（fz2）和第三個傳輸零點（fz3）同時向低頻處偏移，而濾波器第一個通帶的傳輸特性以及寄生通帶和第二個傳輸零點（fz1）的位置和特性基本保持不變。因此，雙頻帶濾波器兩個通帶的帶寬和中心頻率是獨立可控的。在第一個通帶特性保持不變的前提下，傳輸零點fz3的位置會隨著第二個通帶的位置同時高頻處偏移。因此，在第一條通帶路徑信號保持不變的前提下，傳輸零點fz3的位置會隨著第二條通帶路徑信號的變化而同步變化。由此可知，傳輸零點fz3是由濾波器兩個主要通帶路徑信號的相互作用產生的。

為了改善濾波器的阻帶特性，抑制較大諧振器的寄生通帶對阻帶特性的影響，我們引進了過耦合饋電，并研究了耦合饋線長度與諧波特性的關系。圖5給出了工作于第一個頻段的雙模濾波器取不同L8時的頻率響應情況。由圖可知，當L8由10.5 mm增加到12 mm時，寄生諧振峰由-0.01 dB降到-20.06 dB，而基頻諧振通帶特性基本保持不變，因此耦合饋線的延長很好的抑制了濾波器寄生通帶的產生。

3 濾波器測試和討論

為了驗證雙頻帶通濾波器的設計理論，本文設計了一個能同時工作于無線局域網（WLAN）的2.4 GHz頻段和全球微波互聯接入（WiMAX）的3.5 GHz頻段的雙頻段帶通濾波器。濾波器的帶內波紋為0.043 2 dB，等波紋相對帶寬分別為4.2%和2.3%。設計時使用的介質的介電常數為4.5，厚度為0.8 mm。雙頻帶通濾波器設計的具體尺寸分別為W1=W3=W4=W6=W7=0.7 mm，W2=W5=0.7 mm，L1=18 mm，L2=12.8 mm，L3=6.5 mm，L4=12.45 mm，L5=4.9 mm，L6=7.05 mm，L7=6 mm，L8=12.2 mm，S1=S3=0.4 mm和S2=0.5 mm。

圖6 給出了濾波器的仿真和測量結果對比，虛線和實線分別代表電磁仿真和電路加工測量的結果。忽略介電常數的不準確性和加工帶來的誤差，仿真結果和測量結果吻合很好。電磁仿真結果在2.4/3.5 GHz的最小插入損耗為0.47/0.72 dB，帶內最大回波損耗為19.46/20.19 dB；而電路加工測量的結果在2.4/3.5 GHz的最小插入損耗為0.91/1.3 dB，帶內最大回波損耗為20.53/20.1 dB，并且得到了3.7 GHz到6.2 GHz的回波損耗損耗大于20 dB的寬阻帶效果。

圖6 濾波器的加工電路照片及其仿真和測量結果對比Fig.6 Fabricated paragraph and comparison between simulation and measurement of the filter

4 總結

提出了一種新型的采用枝節加載雙模開環諧振器設計的雙模雙頻段濾波器。該雙模雙頻段濾波器是由兩個中心頻率不同的枝節加載的單頻段雙模帶通濾波器并聯而成，由于單頻段雙模帶通濾波器的本身特性，雙頻段濾波器各個通帶的帶寬和中心頻率是獨立可控的且是易控的。在濾波器設計中實現了多個傳輸零點，這些傳輸零點的存在有效的增強了濾波器各個通帶的通帶選擇性以及通帶之間的隔離度。在濾波器設計中，輸入/輸出饋線耦合被延長實現了過耦合，這種方法很好地抑制了寄生通帶的產生，拓寬了濾波器的阻帶。

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