雙向變流器控制策略的研究

曹暉

（華東交通大學電氣與電子工程學院，江西南昌330013）

雙向變流器可以實現能量的雙向流動，可以應用在許多使用電機的場合，如電力機車。電力機車在運行中需要頻繁的起動和制動。目前，電機的電氣制動方式有能耗制動、反接制動和回饋制動。前兩種制動方式均需在電樞回路中串入耗能電阻，使制動能量以熱能形式散失，這樣造成了電能的極大浪費。相比之下，回饋制動能將電機制動的再生能量回饋到電網，對節能有很大價值。雙向變流器的應用使能量回饋成為可能。

為了減小對電網的諧波及無功污染，雙向變流器的控制策略就顯得尤為重要。根據控制環路中是否直接控制電感電流，變流器傳統的控制方法可分為間接電流控制和直接電流控制［1-2］。直接電流控制又可分為峰值電流控制、滯環電流控制、平均電流控制和預測電流控制等，比較幾種傳統控制方法的優缺點［3-5］，本文選用了平均電流控制的雙閉環PI控制。這種控制方法開關頻率固定，諧波含量（THD）低。它不需要對被控系統建立非常準確的數學模型，由于引入了電流內環，系統穩定性得到加強，大大簡化了電壓外環的設計。

本文詳細闡述了雙環PI控制器的設計，并通過仿真和實驗驗證了控制策略的有效性和可行性。

1 主電路拓撲結構

雙向變流器選用了電壓型全橋PWM 變流器的結構［6］。電壓型PWM變流器的結構特點是直流側采用電容進行直流儲能，直流側呈低阻抗的電壓源特性。它具有高效率，輸入電流連續，響應速度快，配置簡單，輸入濾波器就可實現較低的電磁干擾，結構簡單，易于實現等優點。其拓撲結構如圖1 所示。L1 為電感；C1 為電容；Vsin 為交流電源，用us表示；iL為電感電流；udc為直流電壓。通過合理的控制方式，該拓撲電路可以實現能量的雙向傳遞。當市電處于正半周時，V4恒導通、V3恒關斷、V1與V2以高頻方式交替導通關斷。V1導通時，在能量回饋（并網）狀態下，直流儲能電容給電感和交流側提供能量；V2導通時，電感續流。當市電處于負半周時，V2恒導通、V1恒關斷、V3與V4以高頻方式交替導通關斷。V3 通時，在能量回饋（并網）狀態下，直流儲能電容給電感和交流側提供能量；V4 導通時，電感續流。

圖1 雙向變流器拓撲結構Fig.1 Bidirectional converter topology

2 雙向變流器的控制

采用平均電流控制的雙閉環PI控制，控制結構如圖2所示。其中GCI(s)與GCV(s)分別為電流環與電壓環的控制對象模型；CV(s)與CI(s)分別為電壓環和電流環控制器；ic為電感電流；udc為給定電壓。

圖2 雙環PI制結構Fig.2 Dual-loop PI control scheme

2.1 控制對象模型的建立

對圖1所示拓撲電路建立其平均值模型。忽略電感電容內阻，列狀態方程有

其中：ug=Dudc，D為主開關管的導通比。市電正半周時，V4 恒通，V1 的導通比，由D決定；市電負半周時，V2 恒通，V3 的導通比，由D決定。在DSP 控制系統中，D用比較值和載波峰值相除來表示。如用uc來表示DSP計算得到的比較值，用uT來表示三角載波的峰值，不難得出下式

由式（1）和（2）可畫出電路模型如圖3（a）所示。

由式（2）使

式中：Kpwm為DSP控制占空比。

2.2 電流內環

電流內環控制模型如圖3（b）所示。因為電路模型中含有us這一變化較快的擾動量，為了抵消這一擾動，在控制結構中加了市電電壓前饋。按二型系統校正電流環，電流環控制器可以設計為式

式中：k為增益；a為零點；b為極點。為了達到良好的跟蹤性能，電流內環的帶寬一般選擇在1 kHz 左右。而為了使系統足夠穩定，一般希望相位裕度在45°以上。

2.3 電壓外環

電壓外環的控制目的是穩定直流側電壓udc，其控制模型如圖3（c）所示。

其中：WCI(s)是電流內環的閉環傳遞函數；sin(ωt)是市電的相位，由鎖相得到。為了使電感電流iL能跟隨市電相位，達到提高功率因數的控制目的，將電壓誤差經過PI運算得到的值作為電感電流的幅值，這個值乘以市電的相位作為電流內環的給定值。由于電流內環的帶寬遠大于電壓外環，如電流內環控制器設計合理，設計電壓外環時可將其閉環傳遞函數近似為一階小慣性延時環節。

為便于控制器的設計，對電壓環控制模型進行簡化處理。忽略一階小慣性環節；將時變環節取最大值代替（最大增益對整個電壓環穩定性影響最大）；直流電流idc變化較慢，不考慮該擾動量。

同樣按二型系統校正，控制器可以設計為式（4）。由直流側功率與交流側功率相等，可知直流母線電壓udc含有二次諧波。為了更好地濾除二次諧波，電壓外環的帶寬設計在25 Hz 左右；為了使系統足夠穩定，設計相位裕度在45°左右。

圖3 雙向整流/逆變器電路模型Fig.3 Bidirectional rectifier/inverter circuit model

2.4 控制器參數的設計及仿真

控制器參數依賴于硬件參數，設計控制器參數之前必須先確定硬件參數。設計的實驗參數如下：開關頻率19.2 kHz；交流側電感1 mH；直流側儲能電容2.35 μF；額定交流輸入有效值220 V；直流母線電壓額定值為360 V。

1）電流內環控制的設計。為了更好濾除開關頻率以上的噪聲，極點頻率選擇4 kHz。極點頻率確定后再根據帶寬和相位裕度的要求來設計增益系數和零點。極點確定后，相位裕度由零點來決定；而帶寬由增益系數和零點共同決定。可以通過畫波特圖的方法來確定增益系數和零點。實際中，為了保證計算精度，將電流環給定與反饋都放大了100倍。設計的電流環控制器如下

本項目中uT=2 604，可得

由圖3（b）可得電流環開環傳遞函數為

其波特圖如圖4（a）所示。校正后，電流環截止頻率為1.36 kHz，相角裕度45°，基本滿足設計要求。

2）電壓外環控制器的設計。為了更好地濾除二次諧波對電流內環的影響，設計極點在40 Hz 左右。和電流內環一樣，極點確定后，根據帶寬和相位裕度的要求來設計增益和極點。設計控制器如下

由圖3（c）可得電壓外環開環傳遞函數為

其波特圖如圖4（b）所示。由圖可知，控制器電壓外環帶寬為27.5 Hz，相位裕度為50 度，符合設計要求。

圖4 控制器波特圖Fig.4 Controller Bode plot

3）仿真波形。在Matlab中搭建仿真模型并仿真，仿真結果如圖5。

圖5為滿載并網狀態下的電感電流（放大10倍），市電電壓與直流母線電壓(BUS)的波形。由波形可以看出，電感電流能較好地跟蹤市電相位，控制效果良好。

3 實驗及實驗波形

基于上述拓撲電路和控制原理，本課題制作了一個滿載3 kW的單相變流器的實驗樣機。并網試驗時，用PV 模擬器作為直流電源，給直流側電容充電；整流試驗時，直流側接負載。

通過實驗可知，電感電流相位能較好地跟蹤市電相位，半載時功率因數能達99.5%以上。控制上也可以加入無功補償來校正輕載下的功率因數，使輕載下也能達到單位功率因數。

試驗結果證明了設計的雙向變流器能夠實現能量的雙向流動，并具有并網電流諧波小，功率因數高的特點。實驗結果也驗證了控制策略的有效性與可行性。

圖5 Matlab仿真波形Fig.5 Matlab simulation waveforms

4 結論

基于同樣的控制理論，合理設計硬件電路參數與器件選型，便可將機車制動時產生的再生能量回饋到電網。這種能量回饋系統可用到各種電機制動的場合，如電梯和電動汽車等。因此，對雙向變流器的研究具有非常重要的現實意義與實用價值。

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