基于軟件無線電的新型數(shù)字束流位置處理器

易 星 冷用斌 賴龍偉 張 寧 閻映炳

1（中國科學(xué)院上海應(yīng)用物理研究所 上海 201800）

2（中國科學(xué)院研究生院 北京 100049）

電子束流位置參數(shù)對同步輻射光源的穩(wěn)定、高質(zhì)量運行非常重要。束流位置測量系統(tǒng)由束流位置監(jiān)測器(Beam Position Monitor, BPM)、BPM信號處理器、數(shù)據(jù)服務(wù)器構(gòu)成，其中 BPM 信號處理器是系統(tǒng)性能的關(guān)鍵設(shè)備。傳統(tǒng)的 BPM 信號處理器用模擬處理法得到束流位置信號，測量精度不高，處理器功能較單一，無法滿足高精度、高帶寬的需求。基于軟件無線電(Software Radio)架構(gòu)的數(shù)字束流位置探測器(Digital BPM)的測量精度高，能在一臺處理器上完成不同帶寬數(shù)據(jù)的測量，可滿足加速器研究和高質(zhì)量運行時的束流位置測量。

2008年，我們以上海光源加速器為應(yīng)用對象，開展了新型BPM信號處理器的關(guān)鍵技術(shù)研究[1]，同步啟動了三臺樣機的研制工作：基于商業(yè)開發(fā)板的算法評估樣機[2]；與中國科技大學(xué)快電子學(xué)實驗室合作研制的硬件樣機 A[3]；獨立研制的基于在板自校準(zhǔn)技術(shù)的硬件樣機B。本文將詳細介紹樣機B的硬件結(jié)構(gòu)及相關(guān)測試結(jié)果。

1 束流位置處理器

1.1 概述

束流位置測量的基本方法是用探測電極耦合出束流的電磁場。束流感應(yīng)信號的幅值被調(diào)制，其載波是束流的脈沖頻率(對單束團)或高頻的 RF頻率(對多束團)，解調(diào)對應(yīng)的幅值信號并處理后可得到束流位置信息[4]。軟件無線電是針對無線通信領(lǐng)域提出的架構(gòu)，其核心思想是把硬件作為一個開發(fā)平臺，將盡可能多的數(shù)據(jù)處理和算法功能用軟件來實現(xiàn)[5]。與傳統(tǒng)模擬處理架構(gòu)相比，基于軟件無線電架構(gòu)的測量系統(tǒng)有動態(tài)范圍寬、信噪比高、模塊化接口、易于操作和管理等優(yōu)點。基于軟件無線電架構(gòu)的束流位置處理器逐漸成為電子束流位置測量的主流方案[6,7]。

1.2 束流位置處理器硬件構(gòu)成

圖1為基于軟件無線電架構(gòu)的束流位置測量系統(tǒng)的原理框圖。位置探頭信號在射頻(RF)模塊完成預(yù)處理，預(yù)處理后的信號在模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊中(ADC)數(shù)字化，數(shù)字化后的信號在基于 FPGA(Field Programmable Gate Arrays)的數(shù)字處理器中完成信號處理算法，處理器使用基于ARM內(nèi)核的嵌入式處理器為數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。

圖1 DBPM系統(tǒng)框圖Fig.1 Schematic of the DBPM.

RF模塊由射頻預(yù)處理和校準(zhǔn)電路組成(圖2)。RF預(yù)處理模塊設(shè)計中心頻率為499.654 MHz，帶寬為10–20 MHz。RF預(yù)處理模塊包括由LC低通濾波器和聲表面波(SAW)帶通濾波器構(gòu)成的濾波電路，以及射頻功率放大器、固定衰減器和數(shù)控可調(diào)衰減器組成的增益控制電路。RF模塊設(shè)計最大放大倍數(shù)為60 dB，可調(diào)衰減值為63 dB，最小調(diào)節(jié)步長0.5 dB，輸出功率(1 dB壓縮點)為16 dBm。

圖2 RF電路模塊原理框圖Fig.2 Schematic of RF module.

校準(zhǔn)電路用于校準(zhǔn)由于四通道器件的性能不一致導(dǎo)致的四通不對稱。校準(zhǔn)電路由標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)信號源、四路功分器、多路射頻開關(guān)和邏輯控制電路組成。標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)信號源是頻率為500 MHz的正弦信號，輸出信號強度為–50～0 dBm。

ADC模塊完成對RF預(yù)處理后的信號數(shù)字化，數(shù)據(jù)采集方法為射頻帶通采樣，按逐圈位置分辨率好于10 μm，束流位置參數(shù)K=10 mm，以及過采樣速率為169倍估算，ADC在奈奎斯特帶寬的有效位數(shù)需優(yōu)于8 bit。上海光源設(shè)計RF頻率為499.654 MHz，電子儲存環(huán)最多有720束團，則儲存環(huán)回旋頻率=499.654/720=693.964 kHz[8]。ADC的采樣時鐘頻率須同時滿足三個條件：(1) 采樣時鐘為回旋頻率的整數(shù)倍；(2) 符合帶通采樣定理無頻譜混疊；(3)采樣后中心頻率盡可能位于奈奎斯(Nyquist)區(qū)間中心。因此，選擇117.2799 MHz作為儲存環(huán)BPM處理器ADC的采樣時鐘。

ADC電路由四路獨立的采集通道組成，時鐘采用數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)方式與加速器機器時鐘同步。采樣芯片采用Analog Device公司的AD9461，芯片的轉(zhuǎn)換速率設(shè)置為117.2799 MHz，轉(zhuǎn)換精度為16 bit，模擬帶寬為650 MHz，輸入電壓峰峰值為3.4 V。芯片主要缺點是功耗過大(2.2 W)，需要采取專用散熱措施[9]。

數(shù)字處理母板模塊實現(xiàn)信號處理和數(shù)據(jù)獲取功能(圖3)。

圖3 數(shù)字母板模塊Fig.3 Schematic of digital processor module.

數(shù)字處理母板以Xilinx公司的Virtex5為信號處理核心器件，擴展了信號存儲、傳輸電路和時鐘、觸發(fā)輸入信號接口。模塊使用 DDRII SRAM 作為ADC原始數(shù)據(jù)的緩存器件，DDR2 SDRAM作為逐圈(Turn-By-Turn)數(shù)據(jù)緩存器件，千兆以太網(wǎng)作為快軌道反饋數(shù)據(jù)接口，直接與FPGA進行高速數(shù)據(jù)交換。數(shù)字板使用一片CPLD完成對FPGA的配置，同時協(xié)助FPGA完成對RF、ADC模塊中邏輯控制。數(shù)字母板用Samsung公司生產(chǎn)的基于ARM11內(nèi)核的S3C6410作為嵌入式控制器，控制器通過SMC接口與FPGA交換數(shù)據(jù)，同時擴展100 M以太網(wǎng)用于組成分布式工業(yè)以太網(wǎng)[10]。處理器移植基于Linux內(nèi)核的嵌入式操作系統(tǒng)，移植EPICS分布式操作軟件組成分布式控制系統(tǒng)。

1.3 數(shù)字處理器中信號處理算法

處理器以FPGA為信號處理的硬件平臺，完成束流位置和系統(tǒng)通道不一致性校準(zhǔn)算法。束流的位置信息被調(diào)制在探頭的幅度信號中，信號處理的第一步是解調(diào)出幅度信號。處理器使用數(shù)字下變頻(DDC)和坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計算方法(Cordic)解調(diào)探頭的幅度信息。基于數(shù)字 DDC幅度解調(diào)程序框圖如圖4所示[11]。數(shù)字化后的探頭信號分成兩路：一路與正弦信號相乘(I通道)，一路與同頻率的余弦信號相乘(Q通道)。其中正弦和余弦信號為本振信號源，使用數(shù)字控制振蕩器(Numerical Controlled Oscillator)實現(xiàn)。I、Q兩路信號通過后續(xù)的濾波、抽取，將射頻信號搬移到直流(低頻)，用Cordic算法完成平方和開放運算，最終得到幅度信息[12]。解調(diào)后的四路幅度信息由差比和歸一化得位置信息。

校準(zhǔn)電路用于修正四通道電路中RF和ADC電路器件不一致性造成的通道不對稱，校準(zhǔn)流程如圖5所示。在校準(zhǔn)模式下使用RF板自帶信號源作為處理器的輸入，探頭信號與射頻板輸入斷開。輸入的標(biāo)準(zhǔn)信號經(jīng)RF和ADC電路處理和轉(zhuǎn)換后進入數(shù)字母板，在數(shù)字母板上用FPGA完成校準(zhǔn)算法，獲得四個通道的校準(zhǔn)因子并存儲。正常運行模式下，探頭信號為處理器的輸入，關(guān)閉校準(zhǔn)信號源并使其與RF輸入斷開。在數(shù)字處理母板計算束流位置時，調(diào)用校準(zhǔn)因子修正各個通道的幅度信息[13]。

圖4 基于DDC幅度解調(diào)框圖Fig.4 Schematic of DDC.

圖5 校準(zhǔn)流程框圖Fig.5 Flow chart of calibration.

2 實驗測試

RF模塊和ADC模塊在實驗室中用標(biāo)準(zhǔn)信號源進行性能測試。采用Rohde & Schwarz 公司生產(chǎn)的型號為SMA 100A的RF信號發(fā)生器模擬探頭輸出信號，使用Tektronix 公司的RSA6114A頻譜儀進行RF參數(shù)測量、Agilent 公司的N5230A網(wǎng)絡(luò)分析儀測試RF模塊的頻率響應(yīng)。

2.1 射頻與ADC模塊測試

RF模塊的測試參數(shù)為模塊的頻譜響應(yīng)和動態(tài)范圍。實驗室測試中使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測試射頻電路模塊的頻譜響應(yīng)，測試結(jié)果如圖6所示。RF模塊中心頻率為499.654 MHz時，3 dB帶寬約為12 MHz，均滿足設(shè)計要求。

動態(tài)范圍用于評估處理器的輸入信號功率范圍(對應(yīng)于電子加速器的不同模式)。測試時使用功率為–67、–35、–3 dBm的正弦信號作為輸入，改變數(shù)控衰減器以控制電路增益，測試RF模塊的輸入輸出相應(yīng)曲線(圖7)，其中橫坐標(biāo)為射頻前端電路衰減值，縱坐標(biāo)為前端電路輸出功率。RF模塊的最大輸出功率(1 dB壓縮點)為16 dBm。最大增益約為61 dB，最大衰減為63 dB，滿足–60 ～ –3 dBm動態(tài)范圍的輸入。

圖6 RF模塊頻率響應(yīng)Fig.6 Frequency response of the RF module.

圖7 RF模塊動態(tài)范圍測試Fig.7 Dynamic range of the RF module.

ADC模塊在系統(tǒng)中完成了信號從模擬到數(shù)字的轉(zhuǎn)換，其性能直接影響處理器的精度。其中ADC的噪聲水平和非線性直接影響處理器的分辨率。測試的主要參數(shù)為 ADC的噪聲相關(guān)參數(shù)和非線性相關(guān)參數(shù)，信噪比(SNR)，二次諧波(H2)、總諧波失真(THD)、無雜散動態(tài)范圍(SFDR)以及噪聲和信納比(SINAD)。在滿幅度輸入時，在測試環(huán)境相同情況時，系統(tǒng)設(shè)計的ADC模塊以Analog Device公司的評估板(AD9461- LVDS/PCBZ)作為測試結(jié)果參考值，測試結(jié)果見表1[9]。ADC模塊的信噪比和非線性參數(shù)性能上接近或超過評估板的性能，滿足BPM信號處理器的需求。

表1 ADC模塊與評估板模塊測試性能參數(shù)Table 1 Parameters of ADC module and evaluation board.

2.2 整機位置分辨率測試

處理器整體測試使用信號源和功分器模擬探頭信號，信號源輸出頻率為499.654 MHz(SSRF加速器RF頻率)的正弦信號，輸出功率為–60 ～ 0 dBm。采集處理器的逐圈數(shù)據(jù)，計算標(biāo)準(zhǔn)差(STD)評估處理器的電子學(xué)分辨率。圖8給出了X、Y方向處理器電子學(xué)分辨率，當(dāng)輸入大于–30 dBm時，電子學(xué)分辨率優(yōu)于1.5 μm，超過預(yù)期目標(biāo)；當(dāng)輸入大于–25 dBm時，分辨率達亞微米量級。

2.3 處理器熱負載分布情況評估

處理器中射頻模塊的功率放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的 ADC有較高的功率，測量電路的熱分布可為后續(xù)電路優(yōu)化和散熱方案提供參考，為處理器長期穩(wěn)定運行提供基礎(chǔ)。在 24°C左右環(huán)境下，用熱像儀掃描電路板表面。由圖9(a)可知，輸入功率從–50 dBm增至0 dBm時，電路溫度分布變化很小，即射頻輸入功率對電路模塊熱分布影響較小。在使用風(fēng)扇作為散熱設(shè)備時，射頻電路模塊的最高溫度從42oC降到38oC左右，電路板整體溫度分布向低溫方向移動。由圖9(b)可知，無散熱風(fēng)扇時 ADC模塊最高溫度達60oC，若長期在此溫度下運行，模塊穩(wěn)定性將降低甚至損害ADC芯片。有散熱風(fēng)扇時，模塊最高溫度能有效控制在43oC以下，溫度分布向低溫方向有較大偏移，整體溫度分布更加合理。

圖8 處理器逐圈位置電子學(xué)分辨率Fig.8 Resolution ratio of DBPM in lab.

圖9 射頻電路模塊(a)和ADC電路模塊(b)熱分布圖Fig.9 Thermal distribution of RF module and ADC module.

3 束流實驗

束流實驗在上海光源儲存環(huán)上完成，測試束流信號從電子儲存環(huán)C16單元8號紐扣BPM探頭引出。在多束團填充(500束團)模式、水平和垂直方向工作點為22.22及11.29的條件下，固定信號處理的衰減值為51dB，多次測量得到逐圈位置數(shù)據(jù)空間分辨率(圖10)。在平均流強大于150 mA(對應(yīng)信號功率約–10 dBm)時，空間位置分辨率優(yōu)于2 μm。

為驗證該處理器是否能夠檢測到真實的束流橫向運動，在儲存環(huán)注入期間采集了500 K樣本的逐圈位置數(shù)據(jù)，經(jīng)計算獲得的頻譜如圖11所示。儲存環(huán)的能量振蕩和分別在水平、垂直方向的橫向震蕩峰，尋峰可知水平和垂直方向橫向振蕩頻率分別為0.1583、0.2018 kHz，與加速器實際運行參數(shù)一致。

圖10 處理器束流逐圈位置分辨率Fig.10 Resolution ratio of DBPM in SSRF.

圖11 上海光源存儲環(huán)注入期間束流位置頻譜Fig.11 Frequency spectrum of SSRF storage ring injecting.

4 結(jié)語

基于軟件無線電架構(gòu)的新型 BPM 位置處理器已完成聯(lián)調(diào)及性能測試，實驗測試電子學(xué)分辨率優(yōu)于1.5 μm (輸入大于–30 dBm)。在現(xiàn)場測試逐圈分辨率優(yōu)于2 μm，在儲存環(huán)注入過程中能夠準(zhǔn)確的觀察到束流應(yīng)有的物理現(xiàn)象。處理器主要性能均達到預(yù)期設(shè)計指標(biāo)，后續(xù)主要工作集中于算法的優(yōu)化和處理器散熱方案設(shè)計等相關(guān)功能的進一步完善。

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