推力矢量控制電動伺服機構的雙模控制研究①

崔業兵，鞠玉濤，鄭 健，顧衛鋼

(1.南京理工大學機械工程學院，南京 210094;2.南京傅立葉電子技術有限公司，南京 210094)

0 引言

隨著全電化傳動系統概念的提出，電動伺服機構成為推力矢量控制系統研究的熱點，越來越多的高性能電動伺服機構在小型無人飛行器和導彈得到應用［1－3］。目前，主要采用高速無刷直流電機作為伺服機構的驅動電機，其功率密度大、體積小，能耐受高低溫，但其損耗密度大會導致電機的溫升較高［4－5］;另外，推力矢量控制系統大部分時間工作于真空、高溫、振動、高速運行環境下，這種環境會帶來電氣間隙和外絕緣強度降低，以及電暈腐蝕等嚴重負面影響，導致霍爾元件這一類位置傳感器安裝在電機內部時往往無法正常工作。所以，采用單一的有位置傳感器的控制方式并不能滿足航天器對伺服機構的基本要求，也不符合控制系統冗余設計的要求［6］。因此，在電動伺服機構中，很有必要采用無位置傳感器控制方式。目前，在空調和紡織機械行業開始采用無位置傳感器控制方法，可減少故障率、節約成本和減小安裝體積。無位置傳感器無刷直流電動機的控制方法有反電勢法、電感法、狀態觀測器法、電動機方程計算法和人工神經網絡法等，而使用較多的是利用電機反電勢過零點獲取轉子位置信息的反電勢法［7－9］。

本文為搭建的推力矢量控制電動伺服機構設計了一種基于有無位置傳感器的雙模控制器。在正常狀態下，伺服機構采用有位置傳感器控制模式進行工作，一旦位置傳感器不能正常工作或損壞，控制器會自動平滑切換到無位置傳感器控制模式。在設計的基礎上，通過動態階躍響應實驗和故障切換實驗，驗證電動伺服系統雙模控制器的性能。

1 電動伺服機構雙模控制原理

對電動伺服機構的控制實質上就是對高速無刷直流電機的控制(采用BLDCM作為驅動電機)。其中，BLDCM對轉子位置信號的獲取主要通過有位置傳感器和無位置傳感器兩種途徑。

1.1 有位置傳感器轉子位置信號獲取

位置傳感器是BLDCM的關鍵部件，它將轉子位置信息轉換成電信號，用于控制逆變器功率開關的準確切換，從而使定子各相繞組按一定順序導通，實現換相。普遍使用霍爾傳感器作為位置傳感器。霍爾傳感器信號檢測電路框圖如圖1所示。

由于霍爾傳感器為開路輸出，為了獲得正確的信號，要將經過限流電阻Rb后的信號用電阻Ra上拉到霍爾傳感器的供電電壓+5 V上去。圖1中的Ha、Hb、Hc分別表示經過處理后得到的最終位置信號，這3路信號可直接送入控制芯。

1.2 無位置傳感器轉子位置信號獲取

反電勢法的原理:電機由靜止狀態起動后，轉子磁鋼所產生的磁通就會切割定子繞組，進而產生反電動勢E。反電動勢E的大小正比于電機的轉速及其氣隙中的磁感應強度B。當轉子磁鋼的極性改變時，反電動勢波形的正負方向也隨之改變。因此，只要檢測出反電動勢波形的過零點。就可確定轉子的準確位置，并以此來控制BLDCM。實際應用中，繞組中的反電勢是難以直接獲得的，需采用其他方法獲取反電勢信號，找出過零點，國內外研究人員在這方面做了大量研究工作，根據電動機的不同結構，提出了檢測反電勢的2種變通方式，習慣上把它們稱之為“相電壓法”和“端電壓法”［10－11］。最常用的是將端電壓經過低通濾波，然后與由3個星形連接的對稱電阻構成的虛擬中性點進行比較，得到具有移相90°的過零點信號，原理電路框圖如圖2所示。

采用兩兩導通星形三相六狀態方式運行的方波永磁無刷直流電動機作為研究對象，假設三相繞組完全對稱，磁路不飽和，不計渦流和磁滯損耗，忽略齒槽效應，則三相繞組的電壓平衡方程可表示為

式中 u為電樞電壓;i為電樞電流;L為相繞組自感;M為每兩相繞組間的互感;r為相繞組電阻;e為電機的反電動勢;P為微分算子，P=d/dt。

設A相懸空，B相上橋臂導通，C相下橋臂導通，低通濾波電路的通帶增益為1，則可知:

式中 upwm為PWM斬波脈沖信號電壓，隨著PWM斬波脈沖信號的開通和關斷而變化。

通過低通濾波電路后，端電壓中的高頻分量被消除，只有PWM斬波產生的直流分量和反電勢信息被保留下來。

經過低通濾波后，由三相對稱星形電阻網絡獲得的模擬中性點電壓為

導通的B、C兩相繞組反電勢大小相等、方向相反，它們之和等于0。

至此，對反電勢過零點的檢測，已經與PWM調制方式、PWM斬波脈沖信號的開通或關斷狀態沒有關系，只與反電動勢本身是否過零有關。

2 電動伺服機構控制系統的構成

電動伺服機構控制系統結構如圖3所示。采用TI公司生產的DSP2812作為主控芯片，處理器接收到轉子位置信號，轉換成與之相應的脈寬調制的PWM信號，通過驅動電路控制逆變電路中對應的MOS管的開關狀態，以實現對電機運行的控制。

該系統主要由轉子位置信號獲取電路、電機驅動電路、母線電流檢測電路等構成。轉子位置信號獲取電路包括霍爾傳感器電路(見圖1)和反電動勢波形過零點檢測電路(見圖2)2個模塊。DSP控制器通過捕獲單元定時掃描霍爾傳感器和反電動勢過零檢測電路對應的I/O端口，得到方波信號，從而確定轉子的位置。由于霍爾檢測電路、驅動電路、母線電流檢測電路設計相對簡單，不再詳細敘述。

2.1 無位置傳感器轉子位置信號獲取電路設計

無位置傳感器轉子位置檢測電路主要由分壓電路和濾波電路組成［12］。濾波電路的作用包括2個方面:首先，消除或最大程度地削弱端電壓中的PWM斬波脈沖信號，保證端電壓信號經過帶通濾波器濾波后，其中的斬波脈沖信號不會對反電勢信號的后續處理產生影響;其次，提取出端電壓信號中的反電勢信號，并在電動機運行的范圍內，將經過濾波的反電勢信號的幅值控制在適當范圍內，以免損壞器件。由于反電勢不是真正的正弦波形，經濾波電路濾波后，反電勢波形會有一定程度的失真，在設計濾波電路時，要盡量減小這種影響［13］。

2.1.1 分壓電路

分壓電阻的選取較簡單，基本上可遵循2條原則:首先，分壓電路上流通的電流必須在分壓電路電阻的承受范圍之內;其次，分壓以后端電壓信號的峰值必須低于比較器的電源電壓。

2.1.2 RC 帶通濾波電路

圖4為RC帶通濾波電路的結構［14］。

設Vi為電機某相端電壓，V0為經過分壓、濾波電路后得到的電壓，則圖4中各點電壓和相移的表達式為

式中 ω=2πf;f為反電動勢的頻率。

由此可得到幅頻特性表達式:

從式(11)和式(12)可知，隨著通過濾波器的信號頻率增高，信號的增益減小，而移相變大。選擇適當的元件參數，可使上述電路達到所要求的技術指標。根據控制系統的需要，給出包括分壓比例、通帶邊界頻率增益、阻帶邊界頻率增益和通帶截止頻率、移相角度等技術要求，如式(13)所示。

根據式(13)的技術要求，可選擇一組參數如下:R0=20 kΩ，R1=2 kΩ，R2=10 kΩ，C1=0.47 μF，C2=0.01 μF。

2.1.3 過零檢測電路

最終設計的無位置傳感器轉子位置檢測電路如圖5所示，該檢測電路由分壓、帶通濾波、過零比較和光電隔離4部分組成。端電壓信號經電阻分壓，再經無源帶通濾波電路濾波后，與模擬中性點電壓比較，獲得反電勢過零信號。該信號經光耦隔離后，輸入到微處理器的中斷捕捉口，根據捕捉到的反電勢過零信號控制電動機換相。

2.3 無位置傳感器起動方式

BLDCM的有位置傳感器控制情況下，電機的起動控制程序較簡單，只需依據位置傳感器檢測到位置信號，按照確定的換相對應表，用一定的PWM占空比控制導通逆變橋中相應相的MOS管，即可實現電機的正常起動。無位置傳感器控制情況下的起動控制程序則要復雜得多，由于BLDCM的反電勢大小與每極磁通量及轉速有關。如保持每極磁通量不變，無刷直流電動機的反電勢便和轉速成正比;如將轉速保持不變，BLDCM的反電勢將和每極磁通量成正比。當處于靜止或低速運轉狀態時，反電勢為零或很小，無法準確檢測到反電勢過零信號，也就無法用“反電勢法”判斷轉子的位置。采用“三段式”起動法［15］，該方法結合預定位方式和斜坡升速驅動方式，將起動過程劃分為3個階段，即轉子預定位、外同步加速和外同步到自同步的切換。這樣既可使電動機轉向可控，又可在電動機達到一定轉速后再進行切換，保證了起動的可靠性。

3 試驗分析

試驗中所采用的樣機基本參數如下:相間電感L=66.4 ×10－3H，相間電阻 R=0.466 Ω，反電動勢系數 Ke=0.06 V·s/rad，轉矩系數 Kt=0.019 2 N·m/A轉子慣量 Jn=3.33 ×10－5kg·m2，磁極對數 P=2，額定電壓U=36 V。圖6是電動伺服機構實驗平臺。

對RC無源帶通濾波器組成的反電動勢過零點檢測電路進行試驗，圖7是電動機在3 000 r/min時端電壓濾波前后的波形。

通道1為端電壓濾波后的波形，通道2為端電壓濾波前的波形。可見，濾波前的端電壓包含大量PWM斬波脈沖信號，反電動勢被完全淹沒，通過RC帶通濾波電路濾波后，反電動勢信號清晰可見，形狀接近于正弦波，移相在90°左右。

由實測波形可見，濾波后反電動勢中仍有高頻干擾信號，它會影響檢測得到的反電動勢過零信號的準確性和可靠性。可使用光耦進行隔離，利用其大慣性延遲的特性消除干擾信號。在最終獲得的反電動勢過零信號中，絕大部分是可靠的，只有極少數的信號為偽過零信號，可通過軟件進行數字濾波將其過濾掉。

當電機穩定運轉時，可測得任一相的反電勢過零信號和霍爾位置信號。圖8中，1通道的波形為B相霍爾位置信號，2通道的波形為B相的反電動勢過零信號。

為了檢測系統的有無位置傳感器工作模式自動判別選擇功能，在電機工作于有位置傳感器模式下正常運行時，給定一個2 000 r/min的階躍指令，約1 s后，迅速拔掉B相的霍爾信號線。

圖9為試驗中斷開B相的霍爾位置信號后的電動伺服機構的速度曲線。

可見，斷開霍爾位置信號對雙模控制器基本上沒有影響，相當于突然加了一個階躍擾動，采用普通PID控制時，擾動引起的速度偏差最大為7.8%左右，但采用差分PID或遺傳算法與神經網絡優化后PID控制器，擾動速度偏差可控制在5%以內，表明控制器能自動平滑地轉到無位置傳感器模式繼續正常運轉。

4 結束語

(1)提出了基于有無位置傳感器的雙模控制器的方案，并詳細設計了相應的信號采集電路，通過實驗驗證，表明設計的雙模控制器能自動平滑地轉到無位置傳感器模式繼續正常運轉，且轉速波動可控在5%以內，一定程度上提高了系統的冗余度與可靠性。

(2)目前，電動伺服機構控制系統的可靠性多采用多余度技術，采用多套系統或特型電機提高系統的冗余度，但其本質并未改變，發生故障的概率在單獨的每套系統中是相同的。本文研究是立足在一套控制板上實現2種控制方式，一旦位置傳感器發生故障，就切換到無位置工作模式，還可節約冗余設計的成本與控制器的安裝空間。對于電動伺服機構采用其他種類的電機，這種雙模控制模式也適用。

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