有源電力濾波器緩沖電路的參數優化設計

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（1.東北大學 信息科學與工程學院，遼寧 沈陽 110004；2.中國北方車輛研究所 電子信息與控制部，北京 100072）

1 引言

有源電力濾波器（active power filter，APF）的主電路采用的是三相橋式逆變電路。在脈寬調制（pulse width modulation，PWM）控制中，IGBT開通關斷過程引起的電流迅速變化會使主回路中的雜散電感產生很大的尖峰電壓，最大值可以是其反向電壓的3倍。關斷浪涌電壓和續流二極管恢復浪涌電壓是過電壓的兩個重要組成部分。關斷浪涌電壓是在關斷瞬間流過IGBT的電流被切斷時產生的瞬態高電壓；而當續流二極管恢復時會產生與關斷電壓相似的浪涌電壓。它們的存在會增大IGBT的開關損耗、降低電路效率、EMI特性變差，甚至會影響APF的可靠運行。這些問題在高頻和大功率環境下變得尤為突出，必須采取相應措施加以抑制。RCD緩沖電路可以減小反向尖峰電壓，其參數的設計決定了緩沖成效的大小。本文詳細分析了全橋PWM變流器中緩沖電路的工作原理，提出了參數優化設計方法及計算公式，針對APF主電路設計了相應的緩沖電路，通過仿真和實驗驗證了參數優化設計的正確性和有效性［1-3］。

2 緩沖電路工作原理與參數設計

在緩沖電路中增加快速恢復二極管，目的是阻止電容與主回路中電感產生的震蕩，同時加入一個大功率電阻來消耗電容所吸收的能量。當IGBT的工作狀態由導通變為關斷時，線路雜散電感中的能量經二極管流向電容，這樣IGBT正負極之間的電壓被鉗位在電容電壓以抑制過電壓。這種方式適合用在大功率IGBT模塊上，能較好地抑制尖峰電壓，解決吸收電容與雜散電感構成震蕩回路的問題。在PWM控制的高頻工作中，吸收保護電路每個周期的工作原理通常分為3個階段，下面分別對3個階段進行分析和研究［4］。

階段1：關斷瞬間IGBT與緩沖電容的電流交換過程。當IGBT被關斷，瞬間流過其中的電流iT快速減少，但由于感性負載的存在，其電流IL不能立即改變，所以負載電流只能通過緩沖電容Cs和快恢復二極管VDs組成的電路進行流通。圖1給出了一個線性化換流過程中的等效電路圖和電流變化波形圖。

圖1 環流過程的等效電路和電流波形Fig.1 Circulation process of equivalent circuit and current waveform

根據圖1所示，運用電路相關理論可以得出：

式中：uCs1（tf）為IGBT被完全關斷時緩沖電容Cs上的電壓；iVDs為IGBT被完全關斷時緩沖電容Cs上的電流。

階段2：回路過電壓的產生過程。在同一對橋臂中，上下2個IGBT模塊均處在關斷狀態時，產生過電壓的情況最為嚴重。此時通過緩沖電容Cs和快恢復二極管VDs的負載電流IL將變小，而由于線路上雜散寄生電感Ls和IL的存在，將會產生一個浪涌反向電動勢us來阻止電流的減少。其等效電路如圖2所示。

圖2 回路過電壓產生等效電路圖Fig.2 Process of road over voltage produces

由圖2所示的等效電路可以得到：

化簡后

其中，ΔU%為過電壓保護程度，當選定Cs容量之后，實際的保護程度ΔU%由式（10）計算的數值決定［5］。

階段3：當前述諧振釋放能量的過程進行到ω0＝π／2時，緩沖電容Cs電壓達到最大值，諧振電流iL＝0，之后電容Cs通過電阻Rs，電源和負載釋放能量。在放電期間，可以認為負載是一個恒流源。由于C0遠大于Cs，把儲能電容C0的電壓看成是一個恒壓源。有了負載后，可以不計Ls對放電的影響。于是得到的電容放電過程等效電路如圖3所示。

圖3 電容放電過程等效電路Fig.3 Equivalent circuit of capacitance discharge

由圖3所示的等效電路可以得到：

其中緩沖電容的過電壓從uCs2（ts）下降到Ud的時間與吸收電路結構參數選擇有關。以放電時間為一個PWM 周期的1／6考慮，uCs2（ts）降低到1.01Ud，于是

式（13）中ΔU%為設定的過電壓保護程度，當選定Cs容量之后，按實際的保護程度ΔU%帶入計算，fs為PWM調整頻率。

在電阻Rs上損耗的能量為

對其化簡得到：

其中緩沖電容Cs放電電流為

流過快速恢復二極管的電流有效值為

可以根據式（18）選擇合適的快恢復二極管。

3 APF緩沖電路的實際設計

本文以100kV·A有源電力濾波器為研究背景，其主電路采用的是SKM200GB173D模塊，耐壓值1 700V，電流300A。關斷時下降時間tf＝40ns，fs＝10kHz，Ud＝800V，引線雜散電感Lm＝200nH，最大負載電流IL＝200A，保護程度小于15%。根據上一節的推導，計算緩沖電路的相關參數。

1）電容Cs的計算，由式（12）可知：

選擇吸收電容Cs為0.68μF，Cs要采用高壓無感電容。實際的保護程度為

2）換流過程中電容Cs的電壓上升值

由此可見，因為tf很小，ILtf／（2Cs）可以忽略。

3）諧振角頻率

4）快恢復二極管電流有效值為

選取耐壓值1 700V，30A，Tr＜50ns的快恢復二極管。

5）電容Cs放電過程和Rs的計算

由上面的計算取得Rs＝10Ω，因為有電流的存在，電阻上要消耗一定的功率。

通過計算Rs選取為200W，10Ω的波紋電阻。

4 仿真和實驗驗證

通過以上的討論分析，針對有源電力濾波器主電路的緩沖電路整體結構如圖4所示。

圖4 緩沖電路整體結構圖Fig.4 Circuit structure of RCD snubber circuit

針對圖4所示結構搭建相應的模型，對其進行仿真，仿真結果如圖5所示。

圖5分別為加入緩沖電路和未加入緩沖電路的仿真波形，從示波器所示波形可以看到，未加緩沖電路之前的IGBT開關波形，開通瞬間會產生一個很高的過電壓。在加入緩沖電路后，情況有較大改善，過電壓的情況基本消失，過電壓已經被完全吸收，不但降低了開關損耗，還保證了IGBT的工作安全。

圖5 緩沖電路仿真波形Fig.5 Simulation waveform of RCD snubber circuit

在實驗室搭建APF樣機，對緩沖電路的實用性進行研究，利用示波器TDS1012對相關波形加以測量。

圖6為RCD緩沖電路投入使用前與使用后的電壓實測波形。實驗電路為單管IGBT帶阻感負載，圖6中所示波形為IGBT的C，E引腳之間的測試電壓。在RCD緩沖電路實驗過程中，采用了低電壓（15V）以確保實驗和器件安全。經實際電路驗證，證明本文所采用計算方法所得出器件參數是合理有效的。

圖6 緩沖電路實測波形Fig.6 Experiment waveforms of RCD snubber circuit

5 結論

緩沖電路設計的好壞直接關系到系統能否正常、安全的工作。本文通過對緩沖電路的分析，得出緩沖電路相關參數的優化設計方法。仿真和實驗結果證明：該緩沖電路的設計能夠有效吸收IGBT開關過程中所產生的尖峰電壓，從而提高了電路的EMI特性，保證系統的可靠運行。經過對APF長時間通電運行測試，由IGBT組成的主電路運行平穩可靠，說明了本文方法的合理性和有效性，并具有較高的實用價值。

［1］Adriano Carvalho，Pina Martins，Armando Araujo.Optimisation of IGBT Switching by Adaptiwe Gate Voltage Control［EB／OL］.［2011－11－18］.http：／／www.engineeringvillage.com.

［2］徐曉彬.大功率全橋變流器次級整流吸收電路研究［J］.電力電子技術，2009，43（1），41－42.

［3］伍小杰，曹興，夏帥，等.IGBT驅動保護電路研究［J］.電氣傳動，2010，40（10）：13－17.

［4］賈貴璽，徐欣東.IGBT 緩沖電路的設計［J］.電氣傳動，1998，28（3），54－55.

［5］Chen Cai，Pei Xuejun.The Loss Calculation of RCD Snubber with Forward and Reverse Recovery Effects Considerations［EB／OL］.［2011－11－18］.http：／／www.engineeringvillage.com.