三相電壓型PWM整流器抗擾動設計

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（河南理工大學 電氣工程與自動化學院，河南 焦作 454000）

1 引言

傳統的二極管不可控整流和晶閘管相控整流存在功率因數低、諧波含量大等缺點，給公用電網造成很大的污染，而三相電壓型PWM整流器具有網側電流正弦化、單位功率因數、能量雙向流動、輸出直流電壓可調等優點，因而廣泛應用于有源電力濾波器、功率因數校正、靜止無功補償等電力電子技術領域［1］。

在PWM整流器的應用中，負載變化和電網電壓的波動直接影響直流母線電壓的穩定性，而直流母線電壓靜態穩定性和動態響應速度對PWM整流器的品質尤為重要。提高系統對電網電壓跌落和負載變化的抗干擾性具有重要的意義［2］。

通過分析PWM整流器的工作原理，根據PWM整流器功率平衡的原則。提出了電壓外環采用前饋補償（負載電流和電網電壓）和輸出電壓反饋控制的策略，仿真結果表明：與無前饋的控制策略相比，前饋控制在不影響系統的動態性能的基礎上，提高了整個系統的抗干擾性能。

2 三相PWM整流器數學模型

三相電壓型PWM整流器的主電路如圖1所示。圖1中ea，eb，ec為三相交流側電源，電阻R等于功率開關管損耗等效電阻和交流濾波電感等效電阻之和，交流側電感L起濾波和使PWM實現4象限運行的作用，直流側電容C抑制直流側諧波電壓和穩定直流電壓。eL為等效直流電動勢。

圖1 三相PWM整流器電路拓撲結構Fig.1 Topological structure of three－phase PWM rectifier

在三相靜止坐標系（a，b，c）中，PWM 整流器數學模型物理意義清晰、直觀，但模型中各相變量之間相互耦合，且為時變變量。所以不利于控制系統的設計，將三相電壓型PWM整流器三相靜止坐標系（a，b，c）下的變量轉換成以電網基波頻率同步旋轉下的（d，q）坐標系的變量。這樣，三相對稱坐標系中的基波正弦變量轉化為同步旋轉坐標系中的直流變量。其（d，q）模型表示為［3－5］：

式中：ed，eq為電網電動勢矢量Edq的d，q分量；ud，uq為三相VSR交流側電壓矢量Vdq的d，q分量；id，iq為三相 VSR交流側電流矢量Idq的d，q分量；p為微分算子。

3 電網電壓定向的矢量控制策略

PWM整流器電網電壓定向矢量控制是將（d，q）同步旋轉坐標系的d軸，按電網電壓矢量E定向。此時，電網電壓的q軸分量eq＝0；d軸方向的電流分量id定義為有功電流，q軸方向電流分量iq定義為無功電流。PWM整流器在單位功率因數下，通常無功電流分量iq的參考值為零。

應用電網電壓矢量控制，忽略線路損耗，式（1）簡化為

PWM電網電壓矢量控制，一般采用雙閉環控制：電壓外環和電流內環。電壓外環的作用是輸出穩定的直流電壓，電流內環是按電壓外環輸出的電流指令進行電流控制。由式（1）可知，d，q軸變量相互耦合，無法對電壓進行單獨控制。為此，將前饋解耦控制引入到其中，電流內環調節器采用PI控制，得到兩相旋轉坐標系下的電壓指令，的表達式如下［6］：

顯然，由式（2）可知，電壓指令已實現解耦控制，傳統PWM整流器雙閉環控制框圖如圖2所示。

圖2 傳統PWM整流器雙閉環框圖Fig.2 Double closed－loop block diagram of the traditional PWM rectifier

4 改進的前饋控制策略

傳統的雙閉環控制策略，能達到比較好的控制效果，但其不足之處在于沒有考慮負載擾動和電網電壓波動對系統帶來的影響，降低了系統穩態情況下抗擾動性能。為了改善系統的抗干擾能力，減少母線電壓產生的波動。控制策略最根本的原則就是保持PWM整流器交直流側（輸入與輸出）之間的功率平衡關系［7－8］。即整流器的輸入功率等于電容吸收的功率與直流側的輸出功率之和。因此理想的輸入功率表達式為

式中：PC為直流母線電容吸收的功率；Pout為負載吸收的功率。

忽略線路損耗和器件的開關損耗，輸入功率又可以表示成：

在電網電壓定向下，ed＝Em，Em為電源電壓的最大值，eq＝0；電流環具有快速的動態性能，通常忽略電流環的調節過程，所以，id＝i。由于功率因數為1，i＝0；式（4）簡化為

根據式（3）和式（5），有功電流的指令值可表示為

由式（6）可知，電流環的指令信號由電壓PI控制器的輸出和前饋信號2部分組成，電壓PI控制器負責給電容充電，而前饋信號根據電網電壓和負載變化調整輸入功率，保持功率平衡的關系。兩者之間相互獨立，實現了母線電容充電電流和負載電流的單獨控制，從而使得系統啟動過程（空載、輕載和重載）的超調基本一致［9］。電壓PI控制器是必不可少的一部分，整流器空載啟動時，負載電流為零，則前饋控制輸出為零，電壓PI控制器主要負責給電容充電，控制器輸出的值由最大充電電流決定。帶負載啟動時，起始階段，母線電壓偏差較大，電壓PI調節器輸出值迅速達到飽和，參考信號的大部分值由PI控制器提供，但隨著電壓外環控制器的快速調節作用，直流母線電壓迅速升高，電流環參考信號隨著前饋信號的增大而快速變化，直到達到電流環參考信號的限幅值。當系統進入穩態時，直流母線電容吸收的功率為零。所以，PI控制器的輸出也為零。則穩態時的指令電流表示為

式中：iL為負載電流。聯立式（7）和式（8）得到

式（10）表明，系統達到穩態時，負載和電網電壓波動不會影響母線電壓的變化。當負載或電網電壓波動時，前饋信號式（9）根據負載電流和電網電壓的變化進行快速跟蹤，進而快速調整進線電流，保持整流器輸入與輸出之間的功率平衡，最終維持母線電壓的穩定。系統穩態時的抗干擾能力得到增強。改進的前饋控制方案如圖3所示。

圖3 改進的前饋控制方案Fig.3 The improved scheme of feed forward control

5 仿真驗證

為了驗證改進的前饋控制策略在負載擾動和電網電壓波動時具有較強的抗干擾能力，本文在傳統與改進前饋2種控制方式下，對負載突變和電網電壓波動時的母線電壓波形進行了仿真比較。仿真時的參數為：交流側輸入電壓有效值220V，網側電感L＝5mH，交流側等效電阻0.5 Ω，直流側濾波電容2 000μF，直流母線電壓給定600V，額定負載電阻50Ω，開關頻率5kHz，kf＝400。

圖4 2種情況下直流母線波動情況的比較Fig.4 The comparison of the fluctuations in the DC bus

圖4是負載電阻在0.2s由50Ω突變到25Ω，0.6s由25Ω突變到50Ω的情況下直流母線電壓抗擾動性比較，從圖4中可以看出，額定運行條件下，兩種控制方式下的直流母線電壓都具有較小的超調量（3.3%）和靜態穩定性強等優點，但在外界擾動情況下，與無前饋控制相比，前饋控制輸出的直流電壓跌落或上升的值很小，恢復到穩態值的時間短，動態過程無振蕩，且母線電壓在擾動情況下動態響應速度明顯得到提高。圖5為有前饋控制時a相電壓與電流的波形，負載突變時，輸入電流的畸變率很小，而且能迅速跟蹤負載電流的變化，保持單位功率因數運行。采用前饋控制，能抑制直流母線電壓受負載突變時的波動，提高了系統的動態響應性能和負載突變時的抗擾動能力。

圖5 有前饋的網側相電壓和相電流波形Fig.5 Waveforms of grid side phase voltage and current in feed forward

考慮到PWM整流器實際運行中，網側電源電壓的波動性問題，本文模擬了系統帶額定負載啟動，電網電壓突然上升或下降15%時，母線電壓變化的情形。圖6和圖7是電源電壓波動時母線電壓波形，從圖6、圖7中看出，有前饋控制與無前饋控制相比，電源電壓波動時，直流母線電壓基本上保持不變，具有較強的穩定精度，且動態調節時間短的優點。

圖6 電網電壓減少時直流母線電壓波形Fig.6 DC bus voltage waveforms for sudden decrease in grid voltage

圖7 電網電壓增加時直流母線電壓波形Fig.7 DC bus voltage waveforms for sudden increase in grid voltage

6 結論

為了提高系統的抗干擾能力，本文從輸入輸出功率平衡關系出發，提出了基于負載電流和電網電壓的前饋控制方法。最后，通過仿真結果進行驗證，與傳統雙閉環控制相比，前饋控制明顯地提高系統的動態性能和抗干擾能力，使系統獲得良好的動態和穩態性能。

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