一種針對直擴系統的高效干擾方案

周 晗,黃芝平,王淑云

(國防科學技術大學機電工程與自動化學院,長沙 410073)

1 引 言

通信干擾的目的在于攻擊和破壞敵方的信息傳輸,是目前通信對抗的主要手段之一。直接序列擴頻(DSSS)系統用一個寬帶擴頻信號或擴頻碼對已調的數據載波進行直接調制來實現帶寬的擴展,它能夠使發射信號的能量被擴展到一個更寬的頻帶內,從而提高與噪聲的相似度,使系統更具有隱蔽性和抗干擾性[1],是一種常用的抗干擾通信手段。

目前針對直擴系統的干擾方式很多,文獻[2]中比較了常用的幾種針對直擴系統的干擾方法,并得出了相比寬帶干擾和窄帶干擾,脈沖干擾是一種效率更高的干擾方法的結論。此外,掃頻式干擾也是一種常見的針對直擴系統的干擾形式。掃頻干擾是一種無引導的干擾方式,比較易于實現。但這種方法存在一些缺點:一方面,它需要在比較大的范圍內掃頻,需要的時間較長;另一方面,為提高干擾效果,其頻率步進也不能過大[3]。文獻[3]在掃頻和多音干擾的基礎上,提出了針對直擴系統的多音掃頻干擾,這種方法的本質是將全頻段掃頻改為分頻段掃頻,在一定程度上提高了掃頻速率,相比常用的掃頻有一定的改進,但依然缺乏對頻率信息的利用,導致干擾音頻的數量難以選擇。干擾頻點數量過少,則依然無法解決傳統掃頻干擾的問題;干擾頻點數量過多,則會急劇增加干擾消耗。

文獻[4]提出利用信道化瞄頻干擾的方法來提高傳統壓制式干擾的效率,是一種有益的思路。但結合直擴系統具有較強抗截獲能力的具體情況,利用這種方法干擾直擴信號時會存在這樣幾個問題:首先直擴信號難以被檢測到,其次對載頻的估計精度相比非擴頻信號較低,會影響干擾效果。

在上述分析的基礎上,本文針對無引導掃頻干擾效率低下,以及直擴信號難以被截獲的問題,提出了基于直擴信號載頻估計的區間掃頻干擾方法。

2 基本原理及理論分析

2.1 直擴系統模型

直接序列擴頻最簡單的方式就是使用二進制相移鍵控(BPSK)做擴頻調制,本文后面的論述均以此作為前提。理想的BPSK調制會使載波的瞬時相位有180°的變化,數學上可以表示成函數c(t)和載波的乘積,c(t)的取值為±1。假設一個恒定包絡已調的數據載波功率為P,角頻率為 ω0,數據相位調制為θd(t),則調制信號可表示為

對BPSK信號進行擴頻,要用函數 c(t)乘以sd(t),c(t)代表擴頻波形,這時的發射信號為

假設信號經過了 Td的傳輸時延,則在接收端的解擴輸出的信號可以表示為

假設對擴頻碼的時延的估計是正確的,那么就有c(t-Td)c(t- Td)=1,再經過進一步解調,就能恢復出原始的信號[1]。

2.2 直擴系統載頻估計原理

對直擴信號載頻的估計方法有很多種,以BPSK調制方式為例,大致有以下幾類:基于非線性變換的方法,基于頻偏估計的方法,現代譜估計的方法,時頻分析方法,基于盲源分離的方法以及基于信號譜相關或循環自相關的方法[5]。在此,選用比較簡單、易于實現的非線性變換法,它是將PSK信號進行非線性變換轉換為單頻信號,再按單頻信號的頻率估計方法進行載頻估計,對于BPSK可直接采用平方律法即可,其原理如下。

假設接收機接收到的信號表示為

式中,n(t)代表噪聲。做平方后,輸出信號為

除去噪聲及常數部分,剩下的就是一個頻率為2倍直擴信號載頻的單頻信號,此時即可使用單頻估計方法對直擴信號的載頻進行估計。

2.3 掃頻信號對直擴系統的干擾分析

假設掃頻所使用的是一個帶寬相對直擴通信帶寬較窄的信號,則此時掃頻信號對直擴系統的干擾過程可以按照脈沖信號和部分頻帶信號對直擴系統的干擾過程來進行分析,在此引用文獻[1]中對這兩個過程的分析結果。對于BPSK系統,誤碼率可以表示為

式中,N0為噪聲功率譜密度,NJ為干擾信號單邊功率譜密度,Eb是基帶信號的能量。

在脈沖干擾下,此時的平均誤比特率表示為

式中,ρ是存在干擾信號的相對時間,K是擴頻調制的函數。在掃頻干擾下,ρ可以利用通信帶寬與掃頻帶寬的比值確定。

由式(7)可知,在常規的掃頻干擾下,由于不知道信號所在的范圍,因此掃頻帶寬會非常大,導致ρ值非常小,從而導致此時的誤碼率接近白噪聲干擾時的效果,要想達到較高的誤碼率就必須增加干擾的功率。因此,降低掃頻帶寬對于提高干擾效率十分必要。

3 方案設計簡述

如圖1所示,干擾系統主要由接收機和干擾機兩部分組成。接收機在接收頻率范圍內對收到的信號首先進行前端處理,轉換成數字信號后送入數字信號處理器件,如FPGA等,在軟件部分實現搜索檢波、載頻估計,并將估計得到的頻點信息傳遞給干擾機。干擾機將發射頻率范圍分割成一個個小的頻率區間,并事先預置參數,根據從接收機得到的載頻信息選擇對應的干擾區間,并利用對應的預置參數在區間中施放掃頻干擾。如果干擾機只產生單路信號,則可依次對選定區間進行干擾,若能產生多路信號,則可以同時對多個選定區間進行干擾。為避免自發自收,接收機在干擾間隙進行工作。

圖1 方案原理框圖Fig.1 Schematic diagram of proposed scheme

干擾過程由測頻和載頻估計過程進行引導,其中測頻由于所涉及的內容過多,在此不作討論。

載頻估計的原理如第一節所述。若直接將進行了平方倍頻的信號變換到頻率域進行頻率估計,在信噪比降低的時候,會對檢測性能造成較大的影響,因此在這里使用相關累加的方法[5],根據隨機噪聲不相關和正弦信號的相關特性,將采集的信號根據采集的長度分成若干段,每段分別做自相關,最后進行累加。由于隨機噪聲固有的特性,可知只要每一段信號有一定長度,同時分段的數量足夠,最終就能夠比較理想的抵消噪聲的影響。當然,這個過程也受信噪比和數據采集長度的影響。

在信噪比降低,接近系統的噪聲容限時,由于虛警和漏報的概率增加,可能估計得到的頻點并不是真實的載頻頻點。針對這種狀況,在方案中采取以下兩個措施:一是將估計過程中得到的全部頻點都送入干擾機中,并在對應的位置產生干擾信號;二是選擇合適的區間大小,即使估計的位置相對真實頻點有一定的偏差,但只要估計的頻點和真實頻點在同一個區間內,也依然可以對真實的載頻位置形成干擾,這一點需要根據實際情況來確定。

4 仿真分析

仿真過程利用MATLAB中的Simulink實現,通信信號載波頻率為100 kHz,采樣頻率為1 000 kHz,基帶數據速率為100 Hz,擴頻碼為8位PN碼,速率10 kHz;調制方式為BPSK;信道為AWGN信道。

4.1 直擴通信載頻估計仿真

根據上文所述,載頻估計采用非線性變換的方法,仿真時間為0.5 s。在通信信號經過AWGN信道后,首先取接收信號的平方值,然后將其分為40段,每段分別進行自相關并累加,最后做4 096點FFT變換,所得結果如圖2所示。

圖2 對BPSK直擴信號的載頻估計Fig.2 The carrier frequency estimation for DSSS-BPSK

此時的載波頻率為100 kHz,按照之前的理論結果,得到的應為2倍載頻,即200 kHz。可以看到,在圖2所示的仿真結果中,在200 kHz這一點有很明顯的波峰,但隨著信噪比的逐漸降低,其分辨能力也迅速下降。仿真過程中,在約-12 dB的信噪比下,此時在200 kHz所得到的波峰幅值幾乎已經與噪聲相當,這比文獻[5]中給出的仿真性能要差,這主要是由于仿真所得的用于估計載頻的點數量太少,導致信息量不夠。如前文所述,當信噪比太低以致載頻信息被噪聲淹沒時,可通過擴大干擾范圍的方法實現對目標信號的干擾。當信噪比進一步降低時,則需要改進估計的方法。

4.2 掃頻干擾對BPSK直擴系統的干擾仿真

圖3中給出了幾種不同的干擾信號對直擴系統的干擾效果,信噪比變化為-24～5 dB,干擾信號依次為白噪聲干擾、窄帶干擾、單音干擾、多音干擾、掃頻干擾,其中窄帶干擾、單音干擾均選擇中心頻率與通信載頻相同,窄帶干擾的干擾帶寬為1 kHz,多音干擾取95 kHz、100 kHz和105 kHz 3 個頻點,掃頻范圍為以載頻為中心的10 kHz范圍,仿真時間為0.5 s。

圖3 不同形式的信號的干擾效果Fig.3 The jamming effects of different signals

從以上仿真結果中可以看出,在這幾種干擾形式中,白噪聲和窄帶噪聲的干擾效果比較差,可見直擴系統對隨機噪聲信號有較強的處理增益;單頻干擾信號在信噪比較低的情況下干擾效果比較差,但受信噪比變化的影響很小,和多音干擾比較相似,在這兩種信號的干擾下,系統的誤碼率變化呈明顯的階梯狀,確實實現了有效干擾,但無論多頻信號還是單頻信號,都需要明確的知道載頻信息,或者據文獻[6]的結論,至少要知道直擴信號的通信頻段。相比之下,掃頻干擾信號的誤碼率變化是連續的,誤碼率隨信噪比的變化趨勢與多音干擾接近,但干擾范圍大于多音干擾。因此,在文中選擇使用掃頻干擾信號。

4.3 掃頻帶寬對干擾效果的影響仿真

圖4顯示的是掃頻帶寬對干擾效果的影響,其參數設置與前面的仿真一致。在這里假設掃頻時間是固定的,那么掃頻帶寬越寬,掃頻速率越快,圖4中幾條曲線的掃頻速率從上到下依次為20 kHz/s、40 kHz/s、100 kHz/s。從仿真結果中也可以看出,同等信噪比條件下,帶寬越窄,干擾效果越好,對載頻估計的要求就越高。

圖4 不同掃頻帶寬的干擾效果Fig.4 The jamming effects of different sweeping bands

4.4 與傳統掃頻、單音/多音干擾的對比分析

根據前文所述,BPSK調制方式的直擴系統在掃頻干擾下的誤比特率可以表示為式(7)。可以看出,此時最關鍵的參數是ρ,當缺乏有效的先驗時,為了覆蓋目標信號所在的頻段,勢必需要在很寬的范圍上掃頻,此時 ρ趨于0,目標系統中的誤比特率主要由白噪聲決定,其干擾效果趨于圖3中的白噪聲干擾。由圖中所示的仿真結果可以看出,這種情況下的干擾效果遠不如掌握了一定載頻信息時的干擾效果。同時也可以看出,在式(7)中當ρ趨于1時,此時的誤比特率主要由白噪聲功率和干擾功率共同決定,干擾效果趨于單/多音干擾時的結果。但 ρ趨于1意味著干擾信號的頻率范圍接近在任意時刻都完全與目標通信信號的頻率范圍相重合,在非協作的狀況下,這對通信信號截獲、載頻估計的過程提出了很高的要求,比較難實現。

通過上述對比分析可以看出,相比無引導的掃頻干擾,文中提出的方法能夠有效地提高干擾效率,相比單/多音等形式的引導式干擾,文中的方法降低了對引導部分的要求,在實際應用中相對易于實現。

5 結 論

本文從提高掃頻干擾的干擾效率的角度出發,提出了一種基于直擴系統載頻估計的區間掃頻干擾方法,通過仿真驗證了這種方法相對傳統的掃頻干擾提高了干擾效率。與現有研究成果相比,本文提出的方法目的在于結合有引導與無引導干擾的優勢,既能充分利用載頻信息,提高干擾效率,同時又能降低對引導部分的要求,簡單易行,是一種高效的方法。目前的不足之處在于文中只是采用仿真的方法對方案進行了論證,在進一步的研究中可考慮進行實物平臺上的試驗。

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