分布式電源并網(wǎng)逆變器典型控制方法綜述

王成山，李琰，彭克

（天津大學智能電網(wǎng)教育部重點實驗室，天津300072）

目前，分布式發(fā)電相關(guān)技術(shù)在世界范圍內(nèi)獲得了廣泛關(guān)注［1，2］。由于分布式電源與接入大電網(wǎng)的電源特性明顯不同，后者為同步發(fā)電機，而前者中一大類電源輸出為直流電或是非工頻交流電（如光伏電池、燃料電池、風機等），必須采用并網(wǎng)逆變器上網(wǎng)，因此并網(wǎng)逆變器的研究已成為分布式發(fā)電領(lǐng)域的一個研究熱點［3～7］。分布式電源既可組成微網(wǎng)運行，也可直接接入常規(guī)配電系統(tǒng)運行。當組成微網(wǎng)運行時，對分布式電源的控制方法和控制目標有一些特殊要求，如：微網(wǎng)獨立運行時可能需要一些分布式電源改變控制模式；微網(wǎng)的運行狀態(tài)多變，要求狀態(tài)轉(zhuǎn)換時盡可能實現(xiàn)無縫切換，等等。

為了對并網(wǎng)逆變器的相關(guān)控制有一個比較系統(tǒng)化的了解，本文主要針對微網(wǎng)中分布式電源的并網(wǎng)控制方法進行了總結(jié)分析，以供相關(guān)研究者參考。由于在分布式發(fā)電系統(tǒng)中，電壓型逆變器應用較為廣泛，同時考慮到三相較單相逆變器更具一般性，因此下面主要以三相電壓型逆變器為例介紹其控制系統(tǒng)。

1 三相并網(wǎng)逆變器典型控制結(jié)構(gòu)

三相并網(wǎng)逆變器的控制方式多種多樣，目前應用較為廣泛的主要有雙環(huán)控制與多環(huán)控制［8，9］。由于多環(huán)控制從其控制環(huán)節(jié)的拓撲結(jié)構(gòu)及實現(xiàn)的功能方面看也可歸為雙環(huán)控制，下面主要從雙環(huán)控制的角度討論逆變器的典型控制模式。

在雙環(huán)控制系統(tǒng)中，外環(huán)控制器主要用于體現(xiàn)不同的控制目的，同時產(chǎn)生內(nèi)環(huán)參考信號，一般動態(tài)響應較慢。內(nèi)環(huán)控制器主要進行精細的調(diào)節(jié)，用于提高逆變器輸出的電能質(zhì)量，一般動態(tài)響應較快［9］。當并網(wǎng)要求并不是非常高時，也可以采用較簡單的控制方式，單獨使用外環(huán)對逆變器進行控制，但此時并網(wǎng)的電能質(zhì)量和控制速度并不是非常理想，因此目前應用較多的是雙環(huán)控制方式。

根據(jù)坐標系選取的不同，內(nèi)環(huán)控制器可以分為dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的控制、αβ靜止坐標系下的控制、abc自然坐標系下的控制［9］。

圖1所示為三相電壓型逆變器控制系統(tǒng)典型結(jié)構(gòu)示意圖［8］。

圖1 三相逆變器控制系統(tǒng)典型結(jié)構(gòu)Fig.1 Typical structure of control system for three－phase inverter

圖1中，Udc為直流側(cè)電壓，uIABC、iSABC與uSABC分別為三相逆變器的輸出電壓、輸出電流及交流網(wǎng)絡側(cè)電壓，iSdq與uSdq分別為iSABC與uSABC經(jīng)過Park變換后的d軸和q軸分量，fS與θS分別為所接交流母線處電壓的頻率和A相電壓的相角，pout與qout分別為計算所得的逆變器輸出的瞬時功率。

2 三相并網(wǎng)逆變器外環(huán)控制器

分布式電源的類型及并網(wǎng)控制的目的不同，其并網(wǎng)逆變器也需要采取不同的控制策略，這種控制策略的不同主要體現(xiàn)在逆變器的外環(huán)控制。常見的分布式電源并網(wǎng)逆變器的外環(huán)控制方法可以分為：

（1）恒功率控制（又稱PQ控制）；

（2）恒壓恒頻控制（又稱V／f控制）；

（3）下垂控制（又稱Droop控制）。

2.1 恒功率控制

采用恒功率控制的主要目的是使分布式電源輸出的有功功率和無功功率等于其參考功率，即當并網(wǎng)逆變器所連接交流網(wǎng)絡系統(tǒng)的頻率和電壓在允許范圍內(nèi)變化時，分布式電源輸出的有功功率和無功功率保持不變。恒功率控制的實質(zhì)是將有功功率和無功功率解耦后分別進行控制，其控制原理如圖2所示。

圖2 恒功率控制原理Fig.2 Theory of constant power control

分布式電源系統(tǒng)的初始運行點為A，輸出的有功功率和無功功率分別為給定的參考值Pref與Qref時，系統(tǒng)頻率為f0，分布式電源所接交流母線處的電壓為u0。有功功率控制器調(diào)整頻率下垂特性曲線，在頻率允許的變化范圍內(nèi)（fmin≤f≤fmax），使分布式電源輸出的有功功率維持在給定的參考值；無功功率控制器調(diào)整電壓下垂特性曲線，在電壓允許的變化范圍內(nèi)（umin≤u≤umax），輸出的無功功率維持在給定的參考值。

因此，采用該種控制方式的分布式電源并不能維持系統(tǒng)的頻率和電壓，如果是一個獨立運行的微網(wǎng)系統(tǒng)，則系統(tǒng)中必須有維持頻率和電壓的分布式電源，如果是與常規(guī)電網(wǎng)并網(wǎng)運行，則由常規(guī)電網(wǎng)維持電壓和頻率。根據(jù)上述控制原理，圖3給出了一種典型的恒功率外環(huán)控制器結(jié)構(gòu)。

圖3中，對三相瞬時值電流iSABC與三相瞬時值電壓uSABC進行Park變換后，得到dq軸分量iSdq、uSdq，進而獲得瞬時功率，所得的瞬時功率pout與qout經(jīng)低通濾波器后得到平均功率Pfilt與Qfilt，該量與所給定的“參考信號”Pref與Qref進行比較，并對誤差進行PI控制，從而得到內(nèi)環(huán)控制器的參考信號Idref與Iqref。

圖3 恒功率外環(huán)控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.3 Typical structure of outer－loop controller in constant power control system

在上述“恒功率控制”模式中，由于有功功率和無功功率控制是解耦的，因此若將某一個控制通道或是上述兩個控制通道的輸入信號和參考信號進行一定的改變，也可得到其他的恒定參考值控制方式。

如下述所介紹的三種恒功率控制變形方式：恒直流電壓恒無功功率控制［8～10］、逆變器輸出電壓控制［11，12］、簡化的恒功率控制［13］。

圖4中，用直流電壓Udc及參考值Udcref分別代替圖3中的有功功率pout及參考信號Pref，從而可以將有功功率控制通道轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟妷嚎刂仆ǖ馈Ｆ漭敵鲂盘柸匀蛔鳛閮?nèi)環(huán)控制器的參考信號。

圖5中，對逆變器輸出的電壓進行Park變換可得到uId、uIq，將其替代圖3中有功功率pout及無功功率qout，即可實現(xiàn)對逆變器輸出電壓的控制。

輸出信號作為內(nèi)環(huán)控制器的參考信號。其中電壓參考信號uIdref與uIqref既可以直接給定，也可以通過計算得到。

圖4 恒直流電壓恒無功功率控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.4 Typical structure of outer－loop controller for constant dc voltage－constant reactive power control

圖5 逆變器輸出電壓控制典型結(jié)構(gòu)Fig.5 Typical structure of outer－loop controller for output voltage control

由于分布式電源系統(tǒng)注入交流網(wǎng)絡的功率可表示為

式中：Z代表逆變器與交流網(wǎng)絡之間的電抗；φZ代表線路阻抗角；US代表交流網(wǎng)絡側(cè)電壓幅值；UI代表逆變器輸出電壓的幅值；φ代表逆變器輸出電壓的相角。假定給定逆變器輸出功率參考值，則逆變器輸出電壓的幅值及相角參考值如下式所示。

式中，Pref與Qref代表參考功率，其他符號與式（1）含義一致。利用電壓幅值及相角的參考值，可以得到三相電壓的參考值，進而可以得到dq坐標系下的參考值uIdref與uIqref，實現(xiàn)外環(huán)控制過程。由于在dq坐標系下，分布式電源系統(tǒng)注入交流網(wǎng)絡的功率為

如果Park變換中選取d軸與電壓矢量同方向，可使得q軸電壓分量為零，如圖6所示。

圖6 dq軸與電壓矢量關(guān)系圖Fig.6 Relationship between dq axis and voltage vector

此時，功率輸出表達式可得到簡化，有功功率僅與d軸有功電流有關(guān)，而無功功率僅與q軸無功電流有關(guān)，從而可以通過功率參考值與交流網(wǎng)絡側(cè)電壓值計算得到電流參考值，如式（4）所示，該種控制是一種簡化的恒功率控制模式。

2.2 恒壓恒頻控制

采用恒壓恒頻控制的目的是不論分布式電源輸出的功率如何變化，逆變器所接交流母線的電壓幅值和系統(tǒng)輸出的頻率維持不變，其控制原理如圖7所示。

圖7 恒壓恒頻控制原理Fig.7 Theory of constant voltage－constant frequency control

圖7中，分布式電源系統(tǒng)的初始運行點為A，系統(tǒng)輸出頻率為fref，分布式電源所接交流母線處的電壓為Uref，分布式電源輸出的有功功率和無功功率分別為P0與Q0。頻率控制器通過調(diào)節(jié)分布式電源輸出的有功功率，使頻率維持在給定的參考值；電壓調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)分布式電源輸出的無功功率，使電壓維持在給定的參考值。該種控制方式主要應用于微網(wǎng)孤島運行模式，處于該種控制方式下的分布式電源為微網(wǎng)系統(tǒng)提供電壓和頻率支撐，相當于常規(guī)電力系統(tǒng)中的平衡節(jié)點。根據(jù)上述控制原理，圖8給出了一種典型的恒壓恒頻外環(huán)控制器結(jié)構(gòu)。

圖8 恒壓恒頻外環(huán)控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.8 Typical structure of outer－loop controller for constant voltage－constant frequency control

2.3 下垂控制

下垂控制［14］是模擬發(fā)電機組“功頻靜特性”的一種控制方法。由于逆變器通過一段電抗連接至交流網(wǎng)絡時，注入交流網(wǎng)絡的功率如下式所示，相當于式（1）中Z＝X且φZ＝90°，式中各個符號的含義與式（1）中的一致。

因此當上式中逆變器輸出電壓的相角φ較小時，sinφ≈φ且cosφ≈1，注入交流網(wǎng)絡的有功功率和電壓相角呈線性關(guān)系，而無功功率和電壓幅值成線性關(guān)系。下垂控制正是利用該原理進行控制，其控制原理如圖9所示。

圖9 下垂控制原理Fig.9 Theory of droop control

圖9中，當系統(tǒng)有功負荷突然增大時，有功功率不足，導致頻率下降；系統(tǒng)無功負荷突然增大時，無功功率不足，導致電壓幅值下降。反之亦然。存在兩種基本的下垂控制方法：（a）通過調(diào)節(jié)電壓頻率和幅值控制輸出的功率；（b）通過調(diào)節(jié)輸出的功率控制電壓頻率和幅值。

（a）f－P和V－Q下垂控制方法：基本思想是通過系統(tǒng)頻率和分布式電源系統(tǒng)所接交流母線處電壓幅值的測量值，利用相關(guān)的下垂特性確定分布式電源有功功率和無功功率的輸出參考值，典型控制器框圖如圖10所示。

圖10中，控制器框圖包含兩個環(huán)節(jié)：外部“下垂控制”環(huán)節(jié)和內(nèi)部“功率控制”環(huán)節(jié)。外部下垂控制環(huán)節(jié)輸出分布式電源有功功率和無功功率的輸出參考值，可以實現(xiàn)各個分布式電源（采取下垂控制）間的負荷功率分攤。內(nèi)部功率控制環(huán)節(jié)與圖3中“功率調(diào)節(jié)”一致，為電流環(huán)提供電流參考值。

圖10 基于f－P和V－Q下垂控制方法的外環(huán)控制器Fig.10 Outer－loop controller based on f－P and V－Qdroop control method

（b）P－f和Q－V 下垂控制方法：基本思想是通過分布式電源輸出的有功功率和無功功率的測量值，利用相關(guān)下垂特性確定頻率和電壓幅值的參考值，典型控制器框圖如圖11所示。

圖11 基于P－f和Q－V下垂控制方法的外環(huán)控制器Fig.11 Outer－loop controller based on P－f and Q－Vdroop control method

圖11中，P－f和Q－V“下垂控制”輸出頻率和電壓幅值的參考值，該參考值經(jīng)過“控制信號形成”環(huán)節(jié)后可直接用于并網(wǎng)逆變器的控制。即通過分布式電源輸出的有功功率調(diào)節(jié)逆變器輸出的電壓相角，采用無功功率調(diào)節(jié)逆變器輸出的電壓幅值，這是一種僅存在外環(huán)的單環(huán)控制方式。由于上述單環(huán)控制方式中，逆變器輸出的電壓受負荷不對稱或負荷非線性的影響較大，為了避免逆變器輸出電壓的波動，可在下垂控制方法中增加電壓控制［15，16］。

除了上述控制方法外，下垂控制還存在其他的控制方式，例如文獻［17，18］提出了一種虛擬阻抗法，采用Q－L特性代替Q－V特性實現(xiàn)電壓控制；文獻［19］在考慮低壓配電線路呈阻性特點的基礎上，提出了P－V和Q－f控制方法，采用有功功率控制電壓幅值，采用無功功率控制輸出頻率。

3 三相并網(wǎng)逆變器內(nèi)環(huán)控制器

內(nèi)環(huán)控制器主要對注入網(wǎng)絡的電流進行調(diào)節(jié)，從而提高電能質(zhì)量，改善系統(tǒng)的運行性能。從采取不同坐標系的角度，內(nèi)環(huán)控制器又可分為［8，9，20～24］：（1）dq 旋轉(zhuǎn)坐標系下 的控制；（2）αβ 靜止坐標系下的控制；（3）abc自然坐標系下的控制。其中“dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的控制”使用最為普遍。

3.1 dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的控制

該種控制是基于Park變換思想，將三相瞬時值信號變換到dq旋轉(zhuǎn)坐標系下［8，9，20～24］，從而將三相控制問題轉(zhuǎn)化為兩相控制問題。由于圖1所示并網(wǎng)逆變器的電路方程為

式中L表示逆變器出口與交流網(wǎng)絡之間的單相電感參數(shù)，iSd、iSq分別為注入網(wǎng)絡電流經(jīng)過Park變換后的d軸和q軸分量。因此根據(jù)式（6），可得dq旋轉(zhuǎn)坐標系下內(nèi)環(huán)控制器的典型結(jié)構(gòu)如圖12所示［8，9］。

圖12 dq坐標系下內(nèi)環(huán)控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.12 Typical structure of inner－loop controller in dq frame

圖12中，三相瞬時值電流iSABC經(jīng)Park變換后變換為dq軸分量iSdq，然后經(jīng)過低通濾波器分別得到Idfilt與Iqfilt，與外環(huán)控制器輸出的“參考信號”Idref與Iqref進行比較，并對誤差進行PI控制，同時限制逆變器輸出的最大電流，并通過電壓前饋補償和交叉耦合補償，輸出電壓控制信號P′md與P′mq。該控制信號經(jīng)過模值限制器的限制作用，輸出真正的調(diào)制信號Pmd與Pmq。在上述控制方式中，電壓前饋補償與交叉耦合補償?shù)闹饕康氖菍⒉⒕W(wǎng)方程中的dq分量解耦，分別進行控制。但實際補償時難以實現(xiàn)完全補償，因此可采取圖13所示的解耦方式的電流閉環(huán)控制。

圖13 dq坐標系下解耦方式內(nèi)環(huán)控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.13 Typical structure of decoupling inner－loop controller in dq frame

圖13中所示的電流閉環(huán)控制能夠抑制交叉耦合項的干擾。由于無補償環(huán)節(jié)，電壓輸出存在誤差，從而導致電流iSd、iSq不等于給定值，PI調(diào)節(jié)器的輸入誤差信號ΔId、ΔIq導致調(diào)制信號Pmd與Pmq產(chǎn)生變化，從而校正由于無補償環(huán)節(jié)造成的誤差，抑制交叉耦合項的干擾，因此這種電流閉環(huán)控制是一種自適應的補償措施。

圖12與圖13所示的控制器結(jié)構(gòu)中均涉及“模值限制器”，其主要作用是防止輸出調(diào)制信號Pmd與Pmq飽和，使得逆變器處于線性調(diào)制狀態(tài)。常用的模值限制器模型分別如圖14與圖15所示。

圖14 模值限制器模型1Fig.14 Model 1of modulus limiter

圖15 模值限制器模型2Fig.15 Model 2of modulus limiter

“模值限制器”輸出的調(diào)制信號Pmd與Pmq經(jīng)過反Park變換可以得到三相調(diào)制信號，從而控制輸出的三相電壓。另一方面，根據(jù)調(diào)制信號Pmd與Pmq，可得逆變器輸出基波線電壓有效值的dq軸分量分別為：

3.2 αβ靜止坐標系下的控制

該種控制的基本思想是將三相瞬時值信號變換到αβ 靜止坐標系下［8，9，20～25］，從而將三相交流控制問題轉(zhuǎn)化為兩相交流控制問題。由于在該種變換方式下，控制參數(shù)是正弦波動的，而PI調(diào)節(jié)器的“無靜差控制”只是針對直流量，對交流量的調(diào)節(jié)存在穩(wěn)態(tài)誤差，因此在該種控制方式中，一般使用PR（proportional resonant）控制器。αβ靜止坐標系下內(nèi)環(huán)控制器的典型結(jié)構(gòu)如圖16所示。

PR控制器如圖中虛線部分所示，ω為控制器諧振頻率，KPPR與KIPR分別為PR控制器的比例增益和積分增益。PR控制器在諧振頻率ω附近較窄的帶寬內(nèi)具有較高的增益，從而限制了控制信號和參考信號之間的穩(wěn)態(tài)誤差。但較窄的工作帶寬限制了PR控制器的調(diào)節(jié)功能，因此需要采用諧波補償器對低次諧波進行補償，圖中“HC”代表諧波補償器。諧波補償器既可以通過多個PI調(diào)節(jié)器級聯(lián)實現(xiàn)，也可以通過多個PR調(diào)節(jié)器并聯(lián)實現(xiàn)，當采用多個PR調(diào)節(jié)器并聯(lián)時，諧波補償器的傳遞函數(shù)表達式為

式中，n代表諧波次數(shù)。由于PR控制器與諧波補償器的控制作用均與諧振頻率有關(guān)，因此為了得到良好的控制效果，其諧振頻率必須與網(wǎng)絡側(cè)的額定頻率一致。該種控制器的優(yōu)點是可以對低次諧波進行控制，但正是諧波補償器的存在增加了控制器的復雜性。

圖16 αβ坐標系下內(nèi)環(huán)控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.16 Typical structure of inner－loop controller inαβframe

3.3 abc自然坐標系下的控制

該種控制方法的特點是可以獲得三相獨立的控制器，然而須對三相系統(tǒng)不同的連接方式（星形連接、角形連接、是否采用中線等）進行不同的考慮。abc自然坐標系下內(nèi)環(huán)控制器［8，9，22～24］的典型結(jié)構(gòu)如圖17所示。

圖17中，“電流控制器”可以采取多種控制器實現(xiàn)［9］，例如PI調(diào)節(jié)器、PR調(diào)節(jié)器、滯環(huán)控制器和死區(qū)控制器等。其中PI調(diào)節(jié)器和PR調(diào)節(jié)器為線性控制，滯環(huán)控制器和死區(qū)控制器為非線性控制。當采用PI調(diào)節(jié)器時，電流控制器的傳遞函數(shù)表達式為［9］

圖17 abc坐標系下內(nèi)環(huán)控制器典型結(jié)構(gòu)Fig.17 Typical structure of inner－loop controller in abc frame

式中的非對角線元素代表了相間耦合關(guān)系，該種強耦合關(guān)系使得電流控制器較為復雜。當采用PR調(diào)節(jié)器時，電流控制器的表達式如下式所示，可以看出其復雜性明顯降低［9］。

從上述三種內(nèi)環(huán)控制方式的介紹可以看出，dq旋轉(zhuǎn)坐標系控制是基于Park變換并采用PI調(diào)節(jié)器進行控制的，因此該種控制方式更加適用于三相平衡系統(tǒng)；由于αβ靜止坐標系控制中采用PR調(diào)節(jié)器，可以對交流量進行調(diào)節(jié)，因此該種控制方式可應用于三相非平衡系統(tǒng)，而且由于增加了諧波補償器，可以對諧波分量進行控制，因此可以實現(xiàn)較為理想的控制效果；abc自然坐標系控制中三相控制系統(tǒng)是相對獨立的，因此可應用于三相非平衡系統(tǒng)，但其控制器的結(jié)構(gòu)相對復雜。

4 結(jié)語

本文系統(tǒng)地介紹了分布式電源并網(wǎng)逆變器典型的雙環(huán)控制方法，詳細分析了不同的外環(huán)控制系統(tǒng)及功能，內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)及不同的應用場景和優(yōu)缺點。在提倡可持續(xù)發(fā)展的今天，分布式發(fā)電技術(shù)是電力工業(yè)實施能源變革的重要組成因素。在分布式發(fā)電系統(tǒng)中，研究分布式電源并網(wǎng)的不同拓撲結(jié)構(gòu)及其控制策略具有重要的現(xiàn)實意義［26，27］，不僅可以加強諧波治理、優(yōu)化電能質(zhì)量，還可以提高系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性，有利于其健康發(fā)展。但并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)也存在諸多亟需解決的問題，如研究解決并聯(lián)并網(wǎng)逆變器的環(huán)流問題，研究集各種逆變技術(shù)的復合式控制技術(shù)以提高并網(wǎng)電能質(zhì)量，研究對稱情況與非對稱情況下并網(wǎng)逆變器的統(tǒng)一控制問題以適用于不同的供電場景等。并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)擁有廣闊的發(fā)展前景，未來的控制系統(tǒng)必將模塊化、高效化、智能化以充分提高分布式電源并網(wǎng)運行的安全性和可靠性，體現(xiàn)分布式電源對電網(wǎng)的強大支撐作用。

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