基于自適應增量調制的語音延時電路設計

陳 峰，陳嘉鵬，蘇郁秋

（中國電子科技集團公司第58研究所，江蘇 無錫 214035）

1 引言

普通的聲音信號為模擬信號，要實現延時功能，須先用調制器將其轉換成數字信號，經數字延時后，再通過解調器還原成模擬信號輸出。

傳統的PCM即脈沖編碼調制，對每個采樣信號的幅度進行量化編碼，具有對任意波形量化的能力，但忽略了相鄰樣值的相關性，需要較長的碼，結構復雜。DM（Delta Modulation）即增量調制，是對實際與預測的采樣信號之差的極性進行編碼，用一位碼即可表示相鄰抽樣值的相對大小。自適應增量調制ADM（Adaptive Delta Modulation）是在DM上的一種改進，通過自動調整步距，使調制的信號失真更小，噪聲更低。理論研究表明，在信號速率低于40kb/s時，ADM效果優于PCM，而且采用ADM方式的調制解調電路都相對簡單[5]。

2 增量調制（DM）

增量調制是一種預測編碼技術，它對實際采樣信號與預測采樣信號之差的極性進行編碼，采用一位編碼，如果實際采樣值大于預測采樣值則用“1”表示，如果實際采樣信號值小于預測采樣值則用“0”表示，接收端每收到一個“1”碼就使輸出上升一個Δ值，每收到一個“0”碼就使輸出下降一個Δ值，連續收到“1”碼（或“0”碼）就使輸出一直上升（或下降），這樣就可以近似地復制出階梯波形，此時再用低通濾波器濾除其中的高頻分量，即可還原出原始輸入信號[4]。

DM存在量化噪聲，通常有兩種。一種為斜率過載（Slope Overload），是由于步距Δ值太小，以至于預測信號跟不上斜率較陡峭的模擬信號；另一種為一般量化噪聲，又叫粒狀噪聲（Granular Noise），是由于在信號斜率較平緩的地方，編碼輸出序列為交替的“1”和“0”，如圖1所示。

圖1 DM量化噪聲示意圖

由圖1我們可以看到DM系統的采樣率必須足夠高，如此不僅能降低斜率過載噪聲，又能取較小的步距Δ值從而減小一般量化噪聲。因此DM系統中的抽樣頻率要比PCM系統的高得多，稱為過采樣（遠高于奈奎斯特速率）。由于較高的采樣頻率，對于DM系統的抗混疊濾波器的要求也較低。通常DM系統也不需要專門的采樣/保持電路，因為進行量化的電路本身就要進行采樣。

3 自適應增量調制（ADM）

由以上分析可知，在采樣頻率固定的情況下，選擇合適的步距Δ值來同時減小斜率過載噪聲和一般量化噪聲是不可能的，增大步距Δ值雖然減小了斜率過載噪聲，但卻會增大一般量化噪聲，反之亦然。因此有人提出自動改變步距Δ值的方法，在信號較陡時增大Δ值，在信號平緩時減小Δ值。

一種自適應方式是使量階大小隨信號幅度瞬時壓擴，稱為瞬時壓擴增量調制，假如調制器輸出為“1”和“0”，當輸出不變時步距Δ值增大一倍，而當輸出改變時步距Δ值減小一半。

另一種方式稱為連續可變斜率增量調制（CVSD）。當輸出中出現連續的“1”和“0”時，表明斜率出現過載，這時增大步距Δ值，當不出現連續的“1”和“0”時，步距減小直到最小。本文采用這種方式[1]。

4 系統及硬件實現

輸入的音頻信號x（t）經過二階的抗混疊低通濾波器，將輸入信號與預測信號進行比較，輸出的高低電平由第一級D觸發器進行采樣作為編碼輸出，輸出碼流通過四個連續0/1判斷送出一個信號進入到電流源中的音節積分器，從而調節步距Δ值的大小，而第一級觸發器的輸出控制電流源的極性，從而決定是對原信號增加步距Δ值還是減小步距Δ值。輸入編碼電路如圖2所示[2]。

圖2 輸入編碼電路

編碼輸出c(n)經過存儲器形成延時，輸出碼流經過可變增量調制模塊對積分器積分，最后通過一個二階低通器濾除高頻分量還原成原始輸入信號。解碼電路如圖3所示。

圖3 解碼電路示意圖

圖中積分器、低通濾波器由于沒有帶低阻抗負載，因此采用較為簡單的兩級無緩沖運算放大器就能滿足要求。為了要提供足夠的相位裕度，防止放大器自激，加入了補償電容。為了提高速度，比較器在放大器基礎上加大了偏置從而提高了速度。 圖2、圖3中電流源配合連0/1檢測電路完成步距Δ值的自動調整，并將0/1轉換成正向/負向積分。電流源電路如圖4所示[3]。

圖中Vin1開關與左邊的R1、R2、C構成音節積分器I2，負責自動調節步距Δ值的大小，當預測信號無法跟上輸入信號時，比較器將持續輸出“0”或“1”，當觸發器檢測到連續四個“0”或“1”時，將把開關Vin1打開，通過電阻R1對電容C充電，使C上極板電壓升高，因此鏡像到輸出端的電流Iout也增大，使步距Δ值增大，從而減小斜率過載失真；當預測信號可以跟上輸入時，比較器將間隔輸出“0”或“1”，Vin1關閉，電容上的電荷通過R2對地放電，電容C上極板的電壓減小，鏡像到輸出端的電流Iout也減小，從而減小一般量化噪聲。這里，我們選取R1=5K，R2=50K，C=100n，使得放電時間常數為R2×C=5ms。

圖4 電流源電路示意圖

圖中Vin2為第一級觸發器輸出，完成對積分器充/放電選擇的功能。

預測信號產生電路如圖5所示。

圖5 預測信號產生電路示意圖

Iout為電流源輸出電流，積分電容為C，REF偏置為電源電壓的一半，x(t)即為預測信號輸出。

假設輸入的是正弦函數，A為振幅，ω為信號角頻率，f為對應信號頻率，Δ1為步距， fs為采樣頻率，T為對應的采樣周期，則系統能跟蹤的最大斜率為Aω=Δ1fs。

因此，為了不產生失真，應該選取合適的電流和電容值以滿足以上等式。

圖6為實際ADM調制解調使用Hspice的仿真波形圖，上面的曲線為預測信號的輸出，可以看到在電源電壓一半的地方即信號斜率較陡處，步距Δ值較大，而在波峰波谷斜率較平緩處，步距Δ值較小，且含有一般量化噪聲；下面的曲線為預測信號經過低通濾波器濾波后的波形。在輸入信號第二個周期用four函數計算的諧波失真小于0.5%。電路采用0.5μm工藝流片，典型工作電壓為5V，實測延時后的噪聲電壓為-88dBV，總諧波噪聲+失真＜0.5%。

圖6 ADM調制解調仿真波形圖

5 結論

以上分析了自適應增量調制解調的原理，通過流片驗證，其輸出的音頻信號品質較高，具有較為優良的性能。通過對電路添加適當的外圍器件可以使其產生各種不同的混響效果，因此可以廣泛應用在如擴音器系統、卡拉OK系統、CDDVD、車載音響、調音臺等需要混響的場合，產生較高品質的混響效果。

[1] Continuously Variable Slope Delta Modulation: A Tutorial[P]. MX-com Inc,1998.

[2] Digital Coding of Waveforms: Principles and Applications to Speech and Video[M]. N. S. Jayant and P. Noll, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N. J., 1984.

[3] Phillip E.Allen Douglas R.Holberg 著，馮軍，李智群，譯. CMOS模擬集成電路設計[M].北京：電子工業出版社，2006.

[4] 樊昌信，詹道庸，等. 通信原理[M].北京：國防工業出版社，1995.

[5] 軒素靜，鄒玉斌. 自適應增量調制的仿真實現及性能分析[J].計算機測量與控制，2003，11.