頻譜監測射頻接收機頻譜純度的影響因素分析?

漆家國

（中國西南電子技術研究所，成都610036）

頻譜監測射頻接收機頻譜純度的影響因素分析?

漆家國

（中國西南電子技術研究所，成都610036）

頻譜監測射頻接收機的輸出頻譜質量是頻譜監測系統獲得輻射源正確的頻譜信息和內涵信息的關鍵。介紹了一種應用于頻譜監測的寬帶射頻接收機架構，分析了影響該架構射頻接收機輸出頻譜純度的主要因素即相位噪聲的影響機理，并給出了改善相位噪聲的方法。相位噪聲改善前后對解調性能的比對表明，解調誤碼率降低了一個數量級。

頻譜監測；射頻接收機；頻譜純度；相位噪聲；解調誤碼率

1 引言

國外從20世紀70年代開始進行頻譜管理系統的研究和構建，其典型代表國家是美國、法國和以色列，其中又以美國構建的系統最多。我國在20世紀90年代，國家無線電條例委員會發布了第一個無線電管理條例，標志著我國的無線電管理系統正式合法化。頻譜監測的主要使命是完成對輻射源發射的無線電信號進行參數測量（包括信號頻率、信號功率和調制樣式等）以及對輻射源進行測向和定位等功能。頻譜監測系統從功能上分為射頻接收機和處理終端兩部分，而頻譜監測接收機的輸出頻譜質量對頻譜監測系統使命任務的完成起著決定性的作用。因此，如何提高頻譜監測射頻接收機的輸出頻譜質量一直是頻譜監測系統研究的熱點問題。

相位噪聲和雜散是衡量頻譜質量的兩個主要指標。其中相位噪聲是由隨機效應產生，即由隨機和冪律特性的噪聲產生的隨機短期不穩定性噪聲；而雜散是由因果效應產生的，即確定的系統和離散信號在射頻信號的邊帶產生的頻譜分量。非線性因素產生的互調、頻率設計引入的中頻和鏡頻干擾等干擾分量及其解決方法，文獻［1］和文獻［2］都有詳細分析。文獻［3］側重于相位噪聲對結果的分析，而對相位噪聲惡化的機理則未進行分析。本文對頻譜監測接收機輸出頻譜的相位噪聲惡化機理進行詳細分析，并給出了工程實現中的解決辦法，對改善前后的結果進行了分析比對，驗證了措施的有效性。

2 頻譜監測射頻接收機的構成及其特點

射頻接收機類型較多，在工程應用中，都是根據具體的任務需求來選擇合適的射頻接收機類型。常見的接收機類型有瞬時測頻接收機、超外差接收機、信道化接收機、聲光接收機、壓縮接收機和射頻數字接收機［4］。綜合各種射頻接收機的性能和技術特點，結合當前元器件和工藝的發展水平，為了較好滿足頻譜監測系統對接收機的要求，一種比較適宜的頻譜監測射頻接收機架構為寬帶超外差架構［5］。這種架構的射頻接收機具有超外差、信道化的特點，即具有寬帶、高靈敏度、高截獲概率、很好的選擇性和抗干擾能力等優越電性能，與信道化接收機相比，還具有體積小、重量輕、功耗低等特點，與射頻數字化接收機相比具有偵收頻段寬等特點。因此，寬帶超外差射頻接收機架構能夠較好地適應現代頻譜監測系統的要求。其原理框圖如圖1所示。圖中超外差的變頻次數根據監視頻段和輸出步進的要求，可簡化為一次變頻或擴展為三次變頻。

圖1 寬帶超外差射頻接收機原理框圖Fig.1 Schematic block diagram of RFwideband superheterodyne receiver

該架構的射頻接收機特點是采用寬帶大步進頻綜和窄帶小步進相結合的頻率合成和變換技術，解決了寬帶射頻信號的接收和輸出中頻信號的頻率步進問題［5］。此外，射頻接收機還采用時鐘共源技術，解決了多源帶來的組合干擾問題，優化了設計。下面就針對圖1架構，對頻譜監測接收機輸出信號的相位噪聲惡化機理進行分析。

3 影響輸出頻譜質量因素分析與解決措施

3.1 影響輸出頻譜的相位噪聲因素分析與解決措施

從圖1可知，影響射頻接收機中頻輸出頻譜相位噪聲因素有輸入射頻信號的相位噪聲和本振信號的相位噪聲。其中射頻接收機的輸入射頻信號的相位噪聲由外部傳輸路徑和輻射源特性決定，是頻譜監測設備不能控制的，不在本文的討論范圍。因此，本振信號的相位噪聲成為射頻接收機設計的關鍵所在。在本振參考源相位噪聲一定的條件下，本振信號的相位噪聲由本振的頻率合成方案決定，其實現時受到電源噪聲等因素的影響。下面分別對其進行分析。

3.1.1 本振合成方案的影響分析與解決措施

在參考源的相位噪聲一定的情況下，本振的合成方案直接決定輸出本振信號的相位噪聲，而本振的頻率合成方案是與頻率合成技術的發展密切相關。現代頻率合成技術歸納起來可以分為4類：直接模擬式（DAS）、直接數字式（DDS）、鎖相式（PLL）和組合式。其中DDS、PLL和組合式中的DDS+PLL是現在主要采取的頻率合成方式。

無論本振合成方案采取哪一種頻率合成技術，其本振信號的相位噪聲都受到式（1）制約：

式中，Sφr（f）為本振信號在偏離其載波頻率f處的相位噪聲（只考慮倍頻次數條件下）；Sφ0（f）為參考源信號在偏離其載波頻率f處的相位噪聲；N為倍頻次數，即本振頻率與參考源頻率的比值。

若本振合成方案采用了鎖相式合成技術或包含鎖相式合成技術的頻率合成，輸出本振信號的相位噪聲除受到式（1）約束外，還受到式（2）的制約：

式中，Sφd（f）為本振信號在偏離其載波頻率f處的相位噪聲（考慮倍頻次數和實現方式條件下）；LPD（f）為鑒相器隨頻率變化的基底相位噪聲；fd為鑒相器的鑒相頻率；N0為壓控振蕩器主分頻次數，即壓控振蕩器的頻率與環路鑒相頻率的比值。

由于射頻接收機的本振設計不僅受到寬頻段、低相位噪聲、低雜散、短換頻時間、細步進和低功耗等技術指標限制，還受到體積和重量等系統物理要求因素的限制。因此本振合成方案的選擇不僅要考慮頻率合成方式的選擇，而且還應在具體實現時優化實現方式，以滿足頻譜監測系統對射頻接收機的要求。現在工程上一般采用直接數字式、鎖相式中的單環和混合式中的DDS+PLL等幾種類型，其中組合方式可以在本振實現上完成，也可以在射頻接收機的頻率流程上實現組合。

另外，本振的頻率合成方式與射頻接收機的頻率流程設計息息相關，射頻接收機在頻率流程設計時，合理分配頻率覆蓋帶寬、跳頻步進、頻率分辨率等問題，這樣不僅可以分解本振的實現難度，而且可以簡化頻率設計方案，提高本振信號的相位噪聲。

3.1.2 電源噪聲的影響分析與解決措施

在本振的頻率合成中，鎖相式頻率合成技術由于其優越的性能而得到廣泛運用。鎖相式頻率合成技術的核心是鎖相環路，鎖相環路是一個相位負反饋控制系統，它由鑒相器（PD）、環路濾波器（LF）、壓控振蕩器（VCO）3個基本部件組成［6］。其中壓控振蕩器是一個電壓／頻率變換裝置，在環路中作為被控振蕩器，其振蕩頻率隨輸入控制電壓線性變化，即：

式中，ωv（t）為VCO的瞬時角頻率，ωn為VCO的自由振蕩角頻率，K0為VCO的控制靈敏度，UC（t）為控制VCO的輸入控制電壓。

由式（3）可知，若UC（t）受到干擾，就會直接影響壓控振蕩器的輸出頻譜質量，而壓控振蕩器的輸入控制電壓是鑒相器的輸出誤差電壓經過環路濾波器濾波平滑產生。考慮到電源的效率因素，設備的二次電源供電都大量使用開關電源，但開關電源的噪聲比線性電源要大得多，而且噪聲頻譜為寬帶特性，若使用開關電源的輸出電壓直接給電路的器件供電，則對噪聲敏感的器件影響特別大。在工程實現中發現，鎖相環路中的環路濾波器的輸出控制電壓對其供電工作電壓的噪聲特性十分敏感。電源的噪聲通過環路濾波器的供電電路疊加到環路濾波器的輸出控制電壓上，在式（3）中UC（t）上疊加電源的噪聲干擾m（t），可得下式：

式（4）表明，電源噪聲的隨機抖動必然會導致頻率的隨機抖動。

對式（4）進行積分可得到VCO的輸出信號瞬時相位θ（t），用式（5）表示：

式（5）表明，電源的噪聲特性直接影響到輸出信號的瞬時相位，即電源噪聲的隨機抖動必然會引起輸出信號瞬時相位的隨機抖動，而描述相位隨機抖動特性的物理量就是相位噪聲。

下面從鎖相環的相位模型角度分析電源噪聲對相位噪聲的影響機理，從而提出對電源噪聲影響的解決辦法。存在噪聲時鎖相環的相位模型如圖2所示［6］。圖中：Kd為鑒相器的鑒相增益，F（s）為環路濾波器的傳輸算子，K0為VCO的壓控靈敏度，θi（t）為輸入信號相位，θ0（t）為輸出信號相位，θe（t）為鑒相器輸出誤差信號相位，m（t）為電源噪聲信號。

圖2 存在干擾噪聲時的環路相位模型Fig.2 Phasemodel of PLL in noise

式中，He（s）為誤差傳遞函數，定

由圖2可得②～③的傳遞函數Hn（s）為設電源的干擾噪聲信號為m（t）=Umcos（Ωmt+θm）

由于環路在跟蹤狀態下可近似為線性系統，則在電源的干擾信號m（t）作用下，輸出干擾信號的振幅用模可表示為

在工程實現環路采用二階環，則誤差傳遞函數為

式中，ωn為環路自然諧振頻率即環路帶寬，ξ為阻尼系數，所以電源的干擾信號輸出振幅大小為（為了方便討論，取Um=1）

Bl與ξ的關系曲線如圖3所示。

圖3 Bl-ξ的關系曲線（ωn=10）Fig.3 Relation curve of Bl-ξ（ωn=10）

從圖3可知，當ξ=0.5時，Bl取極小值；當0.25＜ξ＜1時，噪聲功率變化較小。為了使輸出信號的相噪在ωn處無過沖，通常取0.6＜ξ＜0.8，為了簡化式（9），方便討論，取ξ=22=0.707，則式（9）可簡化為

圖4 y-x的關系曲線Fig.4 Relation curve of y-x

由圖4可見，y的最大值發生在x=1處，當x＞1或x＜1時，函數值都隨x的增加或減小而減小。要獲取最佳的過濾電源噪聲，必須滿足，即：頻譜具有寬帶特性，顯然通過調整環路噪聲帶寬Bl的大小是無法完全濾除電源噪聲干擾。因此，對供電的回路采取三級濾波措施，可達到隔離和對干擾抑制的目的，具體措施如下。

（1）輸入母線的濾波：選用EMI濾波器，防止掛在母線上的設備相互干擾。

（2）開關電源輸出濾波：采取共模濾波和差模濾波相結合的濾波方式，減小開關電源的紋波，一般要求紋波輸出應小于50mV。

（3）對敏感器件的濾波：采取電源饋通濾波器和線性二次穩壓電路相結合的措施來保證濾波效果和防止同組電源不同負載件的干擾。

在采取上述濾波措施的同時，電源供電線的布線要遠離信號線，更不允許供電線直接從信號線上跨越，避免電源干擾通過線路耦合進入信號通道。

3.2 結果分析

頻譜監測射頻接收機輸出信號的相位噪聲特性不僅影響系統的接收信號動態范圍大小，降低對小信號的監測概率，而且還會惡化整個接收動態范圍內的信號解調性能，解調性能的表征指標是解調誤碼率，關于相位噪聲對信號解調誤碼率的影響在許多文獻中都有詳細分析和具體描述，這里就不再贅述。

圖5和圖6是利用矢量信號分析儀對采取措施前和措施后通過頻譜監測接收機后的信號解調的星座圖。從解調信號的星座圖可知，在不改變信噪比的情況下，改善信號的相位噪聲特性后，星座圖明顯收斂，這說明頻譜監測系統射頻接收機的輸出頻譜的相位噪聲對系統的性能產生了影響。在工程實現中，采取上述改善頻譜監測射頻接收機相位噪聲的措施，輸出信號的相位噪聲優化10 dBc／Hz＠1 kHz

（10 kHz），解調誤碼率降低一個數量級，有力地提高了頻譜監測系統的性能。

由式（12）的結論可知，要想減小電源噪聲的影響，必須使環路的自然諧振頻率ωn遠小于電源噪聲的頻率ω或遠大于電源噪聲的頻率ω。由式（10）可知，環路的自然諧振頻率ωn與環路的噪聲帶寬Bl成正比，而環路噪聲帶寬Bl的大小決定了環路對輸入噪聲濾除能力，Bl（自然諧振頻率ωn）越小，環路對輸入噪聲濾除能力越強。由于開關電源的噪聲

圖5 相位噪聲改善前解調信號的星座圖Fig.5 Constellation of demodulation signal before phase noise reduced

圖6 相位噪聲改善后解調信號的星座圖Fig.6 Constellation of demodulation signal after phase noise reduced

4 結束語

頻譜監測射頻接收機使用范圍十分廣泛，可根據使用需求安裝在固定監測站、移動的車輛、艦船、飛機以及天基的衛星等平臺上，完成對指定區域或用戶感興趣的熱點地區的電磁頻譜監測。因此，提高頻譜監測射頻接收機輸出頻譜純度是頻譜監測系統永恒的主題，而影響頻譜監測射頻接收機輸出頻譜的因素很多，包括整機方案選擇、具體電路的實現方案和電路實現形式、電路工程實現時的布局和布線等因素，因此，提高射頻接收機頻譜純度任重道遠。本文僅僅是筆者對頻譜監測系統射頻接收機研制過程中經驗的點滴總結，希望對致力于研究頻譜監測射頻接收機和關注頻譜監測系統性能的人員有所幫助。

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Analysis of Factors Effecting the Frequency Spectrum Purity of RF Receiver for Frequency Spectrum M onitoring

QI Jia-guo
（Southwest China Institute of Electronic Technology，Chengdu 610036，China）

The output spectrum quality of the RF spectrum monitoring receiver is the key to obtain correct spectrum information and relationship information from spectrum monitoring system.A framework ofwideband RF receiver used for spectrum monitoring is introduced.Themechanism of themain factor or the phase noise affecting its output spectrum purification is analysed.Furthermore，themethod of reducing phase noise is presented.Comparison of demodulation performance before and after reducing phase noise shows that the demodulation BER is decreased by one order ofmagnitude after reducing phase noise.

frequency spectrummonitoring；RF receiver；purity of frequency spectrum；phase noise；demodulation BER

the M.Sdegree in 2009.He isnow a senior engineer.His research interests include exterior ballistic measurement and electronic reconnaissance.

1001-893X（2012）04-0539-05

2011-11-03；

2012-03-15

TN850

A

10.3969／j.issn.1001-893x.2012.04.023

漆家國（1972—），男，四川蓬溪人，2009年獲碩士學位，現為高級工程師，主要研究方向為外彈道測量和電子偵察。

Email：xdq693174xdq＠yahoo.com.cn

QIJia-guowas born in Pengxi，Sichuan Province，in 1972.He