微功耗功率因數校正器

郁百超，李嘉明

(1.湖北省電力信息通信公司，武漢 430077；2.美國三磁電子公司，加利福尼亞維塞利亞 93291)

1 不良功率因數的成因

圖1是單相不控整流電路，輸入電網電壓Vi通過由D1-D4組成的橋整流后，用大電容C1濾波，輸入電壓Vi是正弦波電壓，但其中流過的電流Ii的波形產生了嚴重畸變。電路穩定后，設電容C1上的電壓充到260 V，市電幅值小于260 V的所有對應時刻，都不能對電容充電，意味著在這些時刻，電網沒有電流流出，只有幅值大于260 V的對應時刻，市電才可能對電容C1充電，也只有這些時刻，才有電流從電網流出，于是輸入電流相對于輸入電壓產生了畸變。

圖1 單相整流電路及電流、電壓仿真波形

圖1右圖上面是輸入電壓Vi的仿真波形，下面是輸入電流Ii的仿真波形，在電路啟動的瞬間，電容上的電壓為零，市電所有幅值對應的所有時刻，都能對電容C1充電，因此電流Ii的波形非常接近電壓Vi的波形，隨著電容電壓不斷上升，能對電容充電的對應時刻不斷減少，輸入電流Ii最后形成穩定的、正弦曲線的頭部脈沖系列波。在容性負載的場合，由于網側電流Ii波形和電壓Vi波形不重合，致使功率因數僅為60%以下；在極短時間從電網吸收極大電流，同時伴有電流的零跳變和極值跳變，會產生強烈的EMI干擾，總諧波畸變THD可達60%以上。

圖1單相不控整流電路如不加接濾波電容C1，是純電阻負載，則輸入電流Ii的波形和輸入電壓Vi的波形完全同步。圖1中圖上面是輸入電壓Vi的仿真波形，下面是輸入電流Ii的仿真波形，純電阻負載的情況，輸入電壓所有幅值對應的所有時刻都有電流從電網流出。

圖2 三相星形接法整流電路及電流電壓仿真波形

圖2是三相不控整流電路，輸入電壓Va，Vb，Vc星形聯接，后接由D1-D6組成的三相整流橋，電阻R1和電容C1是整流電路的負載，圖2右邊是輸入電流的仿真波形，輸入電流Ii最后形成穩定的、正弦曲線的頭部脈沖系列波。

圖2整流電路如不加接濾波電容C1，是純電阻負載，則輸入電流Ii的波形和輸入電壓Vi的波形完全同步。圖2中圖上面是輸入電壓Vi整流后的仿真波形，下面是輸入電流Ii的仿真波形，在純電阻負載的情況下，輸入電壓所有幅值對應的所有時刻都有電流從電網流出，輸入電流和輸入電壓完全同步。

圖3是三相不控整下電路，輸入電壓Va，Vb，Vc三角形聯接，后接由D1-D6組成的整流橋，電阻R1是純電阻負載，圖3右邊左、中、右三圖是三相輸入電流 Ia，Ib，Ic和三相輸入電壓 Va，Vb，Vc比較的仿真波形，可以看到，三相電路中，并不是所有幅值對應的所有時刻，都有電流從網側流出，即在一個周期中，當A相的幅值小于B相的幅值后，A相就再也沒有電流從網側流出，B相才開始有電流從網側流出，此前，B相一直沒有電流從網側流出，三相電流這種形狀的仿真波形，正說明了上述現象，后文三相三角形接法功率因數校正后的電流仿真波形正是這樣的波形，有可能誤以為電流波形相對電壓波形發生了畸變，實際上，這種波形說明功率因數校正已經達到完美境界，和純電阻負載時的仿真波形完全相同。

圖3 三相三角形接法純電阻負載整流電路及其電流仿真波形

以上分析可知[1]，不良功率因數主要源于電流波形的畸變，即基波電流與基波電壓產生了位移，本質上是因為采用了平波電抗器 （大容量電容、電感）達到輸出直流量平直的目的，是以電網提供無功功率，引起電流波形畸變為代價，從而完成交-真流變換。

2 傳統功率因數校正器

一個理想的交-直流變流器，應該在直流側提供平直的直流電流和平直的直流電壓，而從網側僅吸收有功功率，也不引起網側波形畸變。為達此目的，傳統功率變換器采用專用芯片和磁芯電感，其原理都是采用PWM脈寬調制,先把輸入正弦波電壓變成高頻率的方波電壓，然后用大電容濾波，再變成直流電壓輸出。采用這種方法，可以使市電在所有幅值對應的所有時刻都有電流從電網流出，達到功率因數校正的目的，但這種方法事倍功半、吃力不討好，顯然效率低而浪費能源，同時有以下毛病：

（1）采用脈寬調制的方法，高頻率、大功率方波的產生過程，也就是強烈EMI干擾產生的過程，高頻率、大功率的方波，相當于一個高頻功率發射臺，可以想像，所產生的干擾何其嚴重。

（2）功率變換過程中，輸入功率的全部必須進行實際的功率變換，所有變換的功率都必須通過磁芯變壓器或電感傳遞才能到達輸出端，損耗大，效率低。

3 微功耗功率因數校正器的原理

鑒于不良功率因數的成因，只要找到一種電路，使市電在所有幅值對應的所有時刻都有電流從網側流出，使網側電流波形和電壓波形完全重合，基波電流與基波電壓不產生位移，在直流側提供平直的直流電壓和直流電流，在網側只吸收有功功率，而不引起波形畸變，從而功率因數為1而總諧波畸變THD為零，就達到了功率因數校正的目標。圖4的電壓補償電路正是這樣一種電路，不但具備上述功能，而且全部輸入功率并不參加實際的功率變換，也不必經過磁芯變壓器或電感傳遞功率，直接到達輸出端，成為輸出功率，效率接近100%。

圖4實際上是一個直流電壓補償電路，設輸入電壓Vi=10.5 V，要求輸出電壓Vo=12 V，該電路產生一個補償電壓Vc=1.5 V，疊加在輸入電壓之上，使得輸出電壓等于12 V。V1，V3是功率MOS管Q1，Q2的柵極驅動信號，都是100 kHz的方波信號，V1超前V3半個周期。電路啟動后，Q2飽和導通，電池V2通過Q2向電感L1充電，電感電流線性增加，電感中存貯的能量不斷增多，與此同時，電容C2上的電壓向負載R2放電。半個周期后，Q2截止，Q1飽和導通，存貯在電感L1中的電能通過Q1向電容C1充電。C1上的電壓疊加在電池電壓V2之上，在向負載電阻R2供電的同時，也向電容C2充電。圖4右邊是各點電壓的仿真波形，從上到下依次是：輸出電壓Vo、輸入電壓Vi、補償電壓Vc。從圖中可以看到，輸出電壓 Vo（12 V），是輸入電壓 Vi（10.5 V）和補償電壓 Vc（1.5V）之和。

圖4 電壓補償電路

圖4的電壓補償電路把10.5 V的輸入直流電壓Vi補償成12 V的輸出電壓Vo，當然也可以對整流后的饅頭波電壓進行補償。設市電整流后的饅頭波電壓表達式為Vi=sinx，其幅值為1，如果用一個表達式為Vc=1-sinx的補償電壓疊加在Vi之上，則輸入饅頭波電壓Vi變成直線輸出電壓Vo：Vo=Vi+Vc=sinx+（1-sinx）=1， 即饅頭波電壓 Vi因電壓補償而變成了直線輸出電壓Vo，而非因大電容濾波變成直流輸出電壓Vo，這里的本質區別在于：

饅頭波電壓Vd因電壓補償而變成了直線輸出電壓Vo，意味著市電所有幅值對應的所有時刻，都可以對輸出電容C2充電，即與市電所有幅值對應的所有時刻，都有電流從網側流出，于是輸入交流電流波形和輸入交流電壓波形完全吻合，功率因數為1而THD為零。

饅頭波電壓Vd因大電容濾波變成直流輸出電壓Vo，意味著只有市電幅值大于或等于電容C2上的電壓所對應的時刻，輸入電壓才可以對輸出電容C2充電，即只有市電幅值大于或等于電容C2上的電壓所對應的時刻，才有電流從網側流出，于是輸入交流電流波形和輸入交流電壓波形產生位移，功率因數和THD惡化。

4 單相微功耗功率因數校正器

圖5是單相微功耗功率因數校正器的原理電路，把圖4直流電壓補償電路中的電池V2代之以整流后的饅頭波電壓Vd即可，要使輸出電壓Vo成為直流電壓，必須在饅頭波電壓Vd之上疊加形如（1-sinx）的補償電壓，其結果正是我們為之期待的，直流補償電路對饅頭波電壓進行補償的過程，正是功率因數校正的過程。

在此過程中，輸入饅頭波電壓Vd之所以成為直線輸出電壓Vo，那是因為在其上疊加了補償電壓Vc，補償電壓Vc是經過功率變換而來，但輸入饅頭波電壓Vd不必經過任何功率變換，直接到達輸出端，成為輸出功率。這正是微功耗功率因數校正器的最大特點：只要把輸入功率中極小部份（補償電壓的獲得）進行功率變換，就可以得到全部輸出功率，即輸入功率中極大部份（整個饅頭波電壓）既不必進行實際的功率變換，也不必通過磁芯變壓器或電感傳遞，直接到達輸出端，成為輸出功率。其變換效率可視為100%。

圖5電路中，V2是市電，通過由D3-D6組成的整流橋后，成為饅頭波電壓Vd，與電容C4并聯，饅頭波電壓補償的過程與圖4直流電壓補償的過程完全相同，圖5右邊是饅頭波電壓補償電路各點電壓、電流的仿真波形，從上到下依次是：輸入電壓Vi、補償電壓 Vc、輸入電流 Ii，單從幾何圖形理解，補償電壓Vc是一個倒置的饅頭波，把這個倒置的饅頭波疊加在一個正向饅頭波之上，其結果當然成為一條直線，因為倒置的饅頭波和正向饅頭波在幾何圖形上是互補的，這其實是公式Vo=Vi+Vc=sinx+（1-sinx）=1 的真諦。

圖5 單相微功耗功率因數校正器

圖6是單相微功耗功率因數校正器的實用電路，MOS功率管驅動信號由控制芯片UC1825提供，并不需要UC3854等功率因數校正的專用芯片。

圖6 單相微功耗功率因數校正器實用電路

進行微功耗功率因數校正，用不著把輸入功率全部變換成方波電壓，只需要把輸入饅頭波電壓補償成直流電壓即可。經過電壓補償后的饅頭波電壓，成為一條直線，意味著與市電所有幅值相對應的所有時刻，輸入電流都有機會對濾波電容充電，即都有電流從網側流出，輸入電流自然與輸入電壓同步，從圖6右邊最下面的波形可以看出，輸入電流波形完全是正弦波。圖4的饅頭波電壓的補償電路，實際上就是微功率耗功率因數校正器的原理電路。可以看到，功率因數校正電路中，負載電阻R2并聯了大電容C2濾波，并不是純電阻負載。

圖6右邊是單相微功耗功率因數校正器實用電路各點電壓、電流的仿真波形，從上到下依次是：輸出電壓Vo、輸入電壓Vi、饅頭波電壓Vd、補償電壓Vc、輸入電流Ii，當把饅頭波電壓Vd補償成直流電壓以后，輸入電流的波形自然成為正弦波波形。

圖7 單相輸出正負對稱電壓時功率因數校正電路

功率因數的定義是[1]：PF=P/S，對于一個封閉系統來說，PF的極大值等于1，因為有功功率P是視在功率S的一部份，而且僅當無功功率等于零的時候，才有S=P，從而PF=1。上述電壓補償電路正是這樣一個封閉系統，其中的補償電壓Vc來自饅頭波電壓Vd。但是，對于一個開放系統，情形就不一樣：如果產生補償電壓Vc的功率Pout來自系統外，經電壓補償后，輸入電流波形與輸入電壓波形完全同步，系統從網側僅吸收有功功率，網側波形也不發生畸變，無功功率為零，則有P=S，但此時功率因數PF=（P+Pout）/S， 顯然， 此時有 PF＞1， 即功率因數大于100%，此式說明，采用微功耗功率因數校正，PFC可以大于100%。

圖7電路中，市電進行倍壓整流，具有正負對稱電壓輸出，正負對稱電壓接有對稱的功率因數校正電路，以地為對稱軸，對稱的上下兩部份電路都與圖5相同，只不過下部份電路中的二極管反向、功率MOS管換成P型器件。上下對稱的正負功率因數校正電路各處理10 ms的輸入電壓，互不干擾。圖7右邊是正負對稱電壓時輸入交流電壓、交流電流的仿真波形，輸入電流Ii的波形為正弦波，與輸入電壓完全同步。具有正負對稱電壓輸出的功率因數校正電路，可應用于需要正負對稱電路輸入的逆變電路。

圖8 星形接法的三相功率因數校正電路

5 三相微功耗功率因數校正器

圖8是采用星形接法的三相微功耗功率因數校正器的實用電路，把圖4直流電壓補償電路中的電池V2用星形接法的三相整流后的饅頭波電壓Vd取代，功率MOS管Q1的驅動信號由芯片UC1825提供，工作原理和單相微功耗功率因數校正器電路完全相同，此處不再重復。

圖8右邊是各點電壓、電流的仿真波形，從上到下依次是：整流電壓 Vd，輸入電流 Ia，Ib，Ic，從仿真波形可以看到，圖8右邊下部份的輸入電流仿真波形和圖2中間下部份的輸入電流的仿真波形完全相同，說明經過三相功率因數校正后，輸入電流波形和純電阻負載時輸入電流波形完全相同，亦即說明采用電壓補償電路進行功率因數校正達到了功率因數為1，而總諧波畸變THD為零的效果。必須說明的是，三相微功耗功率因數校正器的負載電阻R1并聯有大電容C3，并不是純電阻負載，但其輸入電流的仿真波形，和圖2中星形接法三相不控整流的純電阻負載時的輸入電流仿真波形完全一樣。

圖9 三角形接法的三相功率因數校正電路

圖10 三角形接法的三相功率因數校正電路電流仿真波形

圖9是采用三角形接法的微功耗三相功率因數校正電路，與圖8的電路完全相同，只是三相輸入電壓的接法不同，圖9右邊是仿真波形，從上到下依次是：輸出電壓Vo、整流電壓Vd、補償電壓Vc，可以看到，輸出電壓已經補償成一條直線，饅頭電壓Vd和補電壓Vc關于水平軸完全對稱，經過疊加后，成為一條直線電壓Vo。

圖10分別是三角形接法的三相功率因數校正電路中A，B，C三相電壓、電流對比的仿真波形，可以看到，三相電流、電壓完全同步，與圖3三角形接法、不控整流、純電阻負載時的輸入電流波形完全一樣，說明采用電壓補償法進行功率因數校正效果極佳，與純電阻負載完全一樣。

6 結語

微功耗功率因數校正器采用電壓補償的方法對功率因數進行校正，是一種全新的處理方法，其本質是產生一個形如（1-sinx）的補償電壓Vc，疊加在輸入正弦波電壓Vi（sinx）之上，使得輸出電壓Vo成為一條直線，用此直線電壓對濾波電容充電，則輸入電壓所有幅值對應的所有時刻，都有電流從網側流出，于是輸入電流和輸入電壓完全同步，功率因數為1而總諧波畸變THD為零。

采用電壓補償的方法進行功率因數校正，有以下優點：

（1）主電路不采用PWM脈寬調制的方法，無EMI干擾；

（2）輸入功率的全部（sinx）都不必進行實際的功率變換，也不必通過磁芯變壓器或電感傳遞，直接到達輸出端，其效率可視為100%，微功耗功率因數校正，當之無愧。

（3）只有小部份補償電壓（1-sinx）由補償電路產生，產生補償電壓的過程，正半周只經過一個MOS管，負半周只經過一個二極管，其功率損耗極微。

（4）不必采用功率因數校正專用芯片，電路簡單，調整容易。

[1]周志敏.周紀海.紀愛華.開關電源功率因數校正電路設計與應用[M].北京：人民郵電出版社，2004.

[2]郁百超.綠色功率變換器:中國,201010130192.X[P].2010-03-19.

[3]郁百超.百超功率變換器的原理和應用 [C].中國電源學會第18屆學術年會論文集P301.

[4]郁百超.微功耗功率因數校正器:中國,201110166360.5[P].2011-06-17.