電容電荷平衡控制技術的研究進展與分析

郭曉君，林維明

（福州大學電氣工程與自動化學院，福州，350108）

引言

高性能數據處理設備的迅速發展使得其對電源的要求日益提高：體積更小、效率更高。同時，隨著CPU等超大規模集成電路的集成度的提高，它所要求的工作電壓日趨下降，而需要的供電電流日趨上升，電流瞬變也越來越大，因此對電力電子供電設備動態響應的要求變得越來越高。

電力電子變換器的儲能元件的電流與負載有一定對應的關系。當負載變化時，由于電感上的電流不能突變，不能馬上跟隨負載變化，因此這部分電流差值就要由輸出電容來處理。當負載增大時，輸出電容為負載提供電流，這引起變換器輸出電壓下降；當負載減小時，輸出電容吸收電感電流多余的部分，這引起變換器輸出電壓上升。快速的動態響應要求電感感值小以使瞬態時電感電流能快速跟隨負載變化，但小電感會增大電流紋波，使電路損耗增加。

為了改善負載動態響應，可以添加輸出電容，或提高開關頻率以降低輸出濾波電感，但這會增加供電設備的體積或增大損耗。近年來發展出許多種在滿足效率要求的前提下改善電源動態性能的方法，如美國CPES李澤元教授研究團隊為代表等提出的增加輔助電路、優化控制策略等[1-7]。本文主要針對近年來提出的基于電容電荷平衡準則的控制技術進行分析和討論[8-20]。

1 電容電荷平衡控制技術的發展現狀

電容電荷平衡的基本思想是：恒壓開關變換器達到穩態時，在一個開關周期內，流入輸出電容的電荷和流出輸出電容的電荷相等，而在負載擾動時，整個擾動過程中，采取措施保持流入輸出電容的電荷和流出輸出電容的電荷相等。基于這個準則工作的電路可將工作過程分為兩部分：穩態工作狀態和負載變化工作狀態。穩態時電路按原有控制方式工作，選取大電感降低電路損耗。負載變化時，通過控制電路或者改變電路結構加快電感電流的變換速率，或通過給輸出電容注入/吸收電流來使電容電荷盡快恢復平衡，以減小電壓波動和過渡時間，并可大大減小輸出電容的容值。這些控制大致可以分為兩類：

（1）僅通過控制電路來實現快速負載響應[8-11]。

（2）通過控制電路和改變主電路的結構來實現快速負載響應[12-20]。

現有電容電荷平衡控制技術大多采用以下的方式切換穩態控制和負載變化控制：負載不變時，電路按穩態控制方式工作，負載變化控制和輔助電路不起作用。當負載變化時，輸出電壓的變化或輸出電壓及輸出電容電流的變化超過電路預設的門檻值時，將穩態控制切換到負載變化控制模式，并且在主電路結構可發生變化的電路中改變主電路結構；當輸出電壓的變化小于門檻值時或電感電流重新等于輸出電流時，將電路切換為穩態時的控制方式和電路結構。

2 幾種典型方案的討論分析

2.1 僅通過控制電路來實現快速負載響應

這類控制策略在負載變化時通過控制電路算法確定開關管占空比使電感電流變化率達到最大。

以BUCK電路負載突升為例來說明其控制思想[8-11]。如圖1所示，當負載電流突升使輸出電壓下降超過門檻值時，控制電路從穩態控制方式切換成電容電荷平衡的控制方式。先控制開關管占空比為1給電感加正向電壓，使電感電流以最快速率上升，當電感電流達到新的負載電流時（t1），輸出電容電壓仍小于期望值，過渡階段沒有結束，因此控制電感電流繼續上升。在t2時刻，關斷開關器件使占空比為0，電感電流下降，直到電感電流重新等于負載電流并且輸出電容重新恢復到穩態值，即t3時刻。此時，控制電路切換到穩態控制方式。該控制方式的t0點通過檢測輸出電壓變化或輸出電容電流變化得到，t1和t3時刻通過檢測電感電流和輸出電流得到。t2時刻通過電容電荷平衡準則計算而得，即A放電=A充電。負載電流下降時方法類似。

圖1 負載電流突升時電容電荷平衡控制說明圖

這類控制策略不產生額外的損耗，因此具有較高的效率。但是需要復雜的計算來得到上述幾個時間點，會導致控制有較長的時延。現在已引入數字芯片來計算這幾個時間點[9]。有的學者將常發生的負載變化的時間點列表，在負載變化時查表加快處理速度[10]，但精度有可能滿足不了要求。還可以通過檢測電容電壓的最低點（負載突升時）或最高點（負載突降時）來確定t1時刻，但這需要額外的檢測電路[11]。另外，在一些應用場合下，如VRM，其輸出電壓很低，由于電感比較大，會使t2-t3時間很長。

2.2 通過控制電路和改變主電路的結構來實現快速負載響應

通過改變電路結構可以解決2.1中控制策略在低壓大電流應用中存在的問題。即在負載變化時減小電感值，或者加大電感兩端電壓，或者給輸出電容充電或放電可以加快過渡過程。

2.2.1 負載快速響應的幾種控制方法

（1）電感型輔助電路

這類輔助控制電路一般是一個電感與幾個開關管相連的結構[12-14]，如圖2所示。控制方式如下：當負載電流上升時，若檢測值大于給定高門檻值，則將主電路的占空比設為1，管Q3導通，輸入電壓V1通過L2給輸出電容C1充電，補償電容C1流出的電流。一旦檢測值小于高門檻值，則關斷管Q3。管Q3反復導通和關斷，將輸出電壓的增加量箝位在某個值附近直到過渡過程結束。當負載電流下降時工作過程類似，不同的是當輸出電容電流檢測值小于給定低門檻值，將主電路的占空比設為0，管Q4導通。這類輔助電路結構簡單，其實質即在負載變化時通過變結構將L1和 L2并聯，減小了電感量，增加電流變化率，實現了較好的動態響應。但現階段輔助電路的控制還比較粗糙，管子的通斷的頻率不可預測且對噪聲很敏感，輔助電路電流不可控，電流可能非常大，造成電路損壞，兩個輔助管的功率要求比較大。

（2）變壓器型輔助電路

圖2 帶電感型輔助電路的主電路圖

變壓器型輔助電路的結構變化思想為：通過控制輔助電路的兩個管子使變壓器串在主電路的部分在穩態時等效為一個大電感，當負載突變時等效為一個小電感[15-16]。典型電路如圖3所示[15]，以負載電流上升為例，控制電路檢測到輸出電壓低于設定的低門檻值時，S1管導通，V1折算到原邊，箝位變壓器激磁電感并給激磁電感充電，變壓器等效的電感為漏感Lr，大大提升了電流的變化率；當輸出電壓高于設定高門檻值時，S1管關斷，變壓器激磁電感電流與漏感電流相平衡，激磁電感電流上升，漏感電流下降，輸出電壓又一次低于設定的低門檻值，S1管再次導通。此后上述工作過程一直重復，直到激磁電感電流等于新的輸出電流。變壓器型輔助電路通過使用變壓器降低了輔助電路的電流，損耗較電感型要小，但變壓器的設計較復雜，過渡過程較長，現階段也只是粗糙的滯環控制。

（3）有源箝位輔助電路

A M Wu,S R Sanders提出一種采用有源箝位電路注入/吸收輸出電容電流的控制方案，如圖4所示[17]。有源箝位電路由兩個跨導放大器構成，并需給定一個供電電壓。當負載電流變化時，跨導放大器工作，將電壓差值轉換成電流注入輸出電容或吸收多余的電感電流。該電路由于有源箝位電路一直串接在電路中，增加了額外的損耗。

圖3 帶變壓器型輔助電路的主電路圖

圖4 帶有源箝位輔助電路的主電路圖

2.2.2 快速響應負載突降的幾種控制方法

在低壓大電流應用中，由于輸出電壓很低，電感電流的下降率很低。因此當負載電流突降時，變換器的過渡過程比負載電流突增的情況長的多。因此，考慮負載突降的動態響應顯得尤為重要。

一種方案是在負載突降時通過電路變換加大電感兩端電壓，提高電流下降率，加快電路過渡過程[18-19],如圖5所示。圖5(a)的電路穩態時管Q3導通，Q4關斷。當負載電流突降時，控制電路檢測輸出電容電流，若該電流值超過預設的門檻值時，關斷Q1和Q3，Q2和Q4導通，電感電流回饋給輸入電壓。此時，使電感電流下降的壓降為輸入電壓，提高了電流的下降率。當電感電流等于負載電流時電路恢復到穩態工作狀態。輔助電路工作時，負載只由輸出電容供電，輸出電壓可能會降到不能接受的值，因此電路需設定一個參考值，當輸出電壓低于該值時，使電路恢復到穩態工作模式。圖5(b)的電路解決了這個問題，穩態時，管Q3一直導通，當負載電流突降時，Q3斷開，D1和Q2導通，加在電感上的電壓為輸入與輸出低壓之和，并且該拓撲的輸出電感沒有與負載脫離，不存在輸出電壓降到期望值以下的情況。這兩種電路共同的缺點是穩態時有開關管一直串在電路中，加大了電路的導通損耗，電路也只是采用了簡單的滯環控制。

圖5 負載突降時可加大電感電壓的主電路圖

還一種方案是通過附加一個輸出到輸入的BOOST電路，使負載突降時多余的一部分電流回饋到輸入去[20]，如圖6所示。在負載突降時，管Q1關斷，Q2導通，輔助BOOST電路工作在關斷時間固定的恒電流模式，將電感L1電流多余的一部分回饋到輸入，當輸出電感L1上的平均電流等于新的負載電流時，輔助電路關斷，電路恢復為穩態工作時的控制方式。該輔助電路的平均電流恒定，與負載電流突變量成比例，克服了以上輔助電路電流不可控的缺點，通過計算得到了較為精確的控制。該電路在響應速度與損耗之間存在二者選其一的問題，輔助電路電流恒定也使得響應速度要慢些。

圖6 輔助電路采用BOOST電路的主電路圖

3 結論

基于電容電荷平衡準則的控制策略可以使變換器既具有快速負載動態響應又有較高的效率。現有控制策略大致可以分為兩類：（1）僅通過控制電路來實現快速負載響應。（2）通過控制電路和改變主電路的結構來實現快速負載響應。第一類控制策略效率較高，但控制要求精確，計算量大，存在較長的時延，并且不適用于低輸出低壓的應用。第二類控制策略方法附加了輔助電路，在實現快速的動態響應的同時，也降低了變換器的效率，其控制大多也比較粗糙。因此基于電容電荷平衡準則控制策略的發展方向應為降低輔助電路損耗，改進控制策略使電路能根據負載變化量自動調節注入或吸收的電感電流，實現精確控制，縮短過渡過程。

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