S頻段聯試應答機的改進設計

江曉鳳

(中國西南電子技術研究所,成都 610036)

S頻段聯試應答機的改進設計

江曉鳳

(中國西南電子技術研究所,成都 610036)

針對S頻段聯試應答機提出了接收和發射頻綜共用的改進設計方案,對改進后的應答機頻率關系、組合干擾、信號處理單元以及信道單元設計進行了分析、仿真和測試,結果表明其功能和性能指標滿足S頻段測控系統的系統聯試要求。該設計在滿足接收和發射載波頻率相干轉發比的同時節省了一個頻綜,同以往的S頻段聯試應答機相比具有硬件電路簡單、成本低、可靠性更高的優點。

航天測控系統;S頻段應答機;相干轉發比;軟件無線電

1 引 言

測控任務的不斷增加以及測控系統的不斷更新,對相應的星載設備及地面設備的要求也越來越高,除要求地面設備滿足各種功能指標外,還需具備高可靠性。聯試應答機在地面測控站中廣泛使用[1]。S頻段聯試應答機是S頻段航天測控系統的重要配套設備,它主要用于模擬星上設備,在不執行任務時與S頻段統一測控系統構成閉環,完成測控站的系統功能檢查和指標測試[2]。為了滿足S頻段上、下行頻率相干轉發比(221/240)的要求,傳統的設計方法是分別為應答機接收信道和發射信道配置不同的頻綜,且滿足一定的頻率關系。頻綜是射頻信道的關鍵部件,設計復雜,指標要求高,體積大,成本高。因此,如果能夠實現接收和發射頻綜的共用,將對簡化應答機硬件配置、減小設備體積、降低成本具有重要意義,同時也有利于提高設備的可靠性。

本文提出了一種新的改進電路設計。在基于與系統鐘同源的基礎上,對聯試應答機的信道電路進行簡化設計,通過對信號處理單元輸出頻率的預置,來滿足寬頻段輸出的要求,實現接收和發射頻綜的共用。同時,在電路設計時采用了數字電路和軟件無線電技術,從而大大提高了應答機的綜合化能力,在工程中具有一定的適用性。

2 聯試應答機方案的設計及工作原理[3-4]

傳統應答機的原理框圖如圖1所示,主要由上變頻器、下變頻器、本振、信號處理單元、電源模塊、接收頻綜以及發射頻綜組成。應答機內部的模塊共用一個參考源,設備引入了寬帶頻綜,按照指令設置頻率,實現收、發信道的全頻段覆蓋[5]。

圖1 改進前聯試應答機原理框圖Fig.1 Principle diagram of unimproved transponder

從測控系統的要求考慮,希望設計出一種設備體積較小、成本較低、同時應用范圍廣的應答機。根據技術指標要求,對可能實現的各種方案進行了反復的論證。在基于與系統鐘同源的基礎上對信道電路進行簡化,省去了一個頻綜,其原理框圖如圖2所示。接收信號經二次下變頻及AGC放大后獲得幅度穩定的中頻信號,在射頻信號沒有多普勒的情況下該中頻信號頻率fr是固定值。再進行A/D采樣變換成為數字信號,數字信號進入信號處理單元中實現信號的解調、調制,產生發射中頻信號 ft,由于射頻信號Fr在一定范圍內變化,固發射中頻 ft在一定范圍內可變。發射中頻信號再經D/A輸出到上變頻器,在上變頻器中完成兩次上變頻、功率放大后輸出。

圖2 改進后應答機原理框圖Fig.2 Principle diagram of improved transponder

3 關鍵單元的設計與關鍵技術分析

在方案設計和電路實現中,主要考慮了以下關鍵技術問題。

3.1 頻率關系的分析

由圖2可得:

在設計聯試應答機內部頻率關系時需要合理設計頻率關系并考慮本振的組合干擾。在設計時,選擇接收、發射一本振FL1共用一個寬帶頻綜;接收二本振和發射二本振FL2為同一固定點頻信號;接收中頻信號fr為一固定點頻,發射中頻信號ft為在一定范圍內可變的中頻信號,通過預置頻率和頻綜配合使用來實現輸出全頻段的覆蓋。

仿真得到組合干擾如圖3所示,因涉及具體工程的頻率關系,圖中對相應頻率進行了處理。從圖中可知,合理選擇內部頻率關系,信號的幅度和本振信號組合干擾的幅度之差至少有50 dB,滿足系統指標要求。加強本振的抑制同樣是非常必要的,可通過加濾波器壓制(一混后的濾波器對二本振信號的抑制需達到50 dB以上)和增加本振隔離度(混頻器對本振的抑制通常能達到20 dB左右)來減少本振泄漏干擾。

圖3 組合干擾仿真結果Fig.3 Simulation results of combination interference

由于聯試應答機在工作時與地面系統鐘同源,因此方案設計中無需考慮非相參的頻率分量,在S頻段范圍內始終能實現相參轉發。

3.2 信號處理單元的設計[6]

信號處理單元采用軟件無線電技術實現:所有電路、算法以及FPGA配置程序、DSP程序文件和計算機應用程序保存在計算機中,將相應用途的配置程序從計算機文件系統通過串口加載到FPGA或DSP配置芯片中,調用相應用途的計算機處理軟件模塊,即可構成相應的信號處理單元。關機后,配置軟件保存在配置芯片中,再次開機無需重新加載,操作控制簡便。功能更換或設備升級時,可對配置程序現場編程,重新下載,完成任務轉換。

信號處理單元能中頻數字化和所有的收發信號處理功能。信號處理單元的硬件電路主要由FPGA及其外圍器件、DSP及其外圍器件、模數變換和數模變換器等幾部分構成。該基帶處理板采用了2片大容量FPGA、一片高速DSP和相關外圍電路。FPGA主要完成解調核心算法的實現,DSP主要完成復雜運算和控制功能。

信號處理單元的核心是數字鎖相環(DPLL),包括載波跟蹤環、主側音環、次側音環、遙控信號解調以及主、次側音調制度控制等電路,主要完成對上行殘留載波的跟蹤、相干解調及遙控指令解調、主、次側音解調的任務。恢復的載波經送到DDS控制輸出的載波頻率,以實現相參轉發。解調的主、次側音經調制度調節后與輸入的遙測信號相加,對輸出載波進行調相轉發。

需要注意的是,在射頻信號沒有多普勒的情況下,輸入中頻信號是固定點頻,而發射中頻信號頻率ft是在一定范圍內可變:ft=FT-FL1-FL3,由公式可知只要輸出射頻頻率Ft和一本振頻率FL1確定,那么發射中頻的頻率ft就確定了。通過預置發射中頻的頻率控制字來實現輸出中頻頻率的變化,每一個輸出射頻頻率對應一個發射中頻頻率。在射頻信號有多普勒的情況下,發射中頻是在一定范圍內變化,變化的范圍等于多普勒頻率乘上轉發比。轉發比是一個無限小數,由于中頻處理的數字化帶來的有限字長效應,這樣就引入了轉發誤差。根據工作中的各種轉發比,頻率控制字取40位,轉發頻率誤差為1.23×10-4Hz,完全滿足系統測速精度的要求[7]。

3.3 信道的硬件設計[8]

3.3.1 噪聲系數估算

接收噪聲系數的計算主要考慮由接收信號背景噪聲和接收信號從進入高放混頻模塊輸入端口到達中放輸入端口的過程中引入的噪聲總和。設這段信道的參照模型如圖6所示。

圖4 聯試應答機噪聲等效模型Fig.4 Equivalent noise model of transponder

設接收噪聲系數為NF,預選器/濾波器的損耗為A1,高放的增益為G1,高放的噪聲系數為N1,一混頻損耗為A2,一混頻后的濾波器損耗為A3,二混頻損耗為A4,則

若取A1=1.58(2 dB),A2=A3=A4=5.012(7 dB),G1=1 000(30 dB),N1=2(3 dB),可以計算出

對3.36取對數得5.26,在預留余量的原則下,取NF=6 dB,即接收噪聲系數約為6 dB,滿足實際使用要求。

3.3.2 時延的估算[9]

由于信道所使用的放大、混頻器的寬帶足夠寬,對系統時延影響極小,信號通過電路的絕對時延可由下式估算:

根據工程經驗數據,在溫度-30℃～+50℃范圍,時延變化10%,則Δτ=0.0175 ns。

由于通道中放大器、混頻器均為寬帶器件,由式(5)可見其時延變化很小。

在鏈路中,帶寬最小的器件為濾波器,濾波器引入的時延波動在接收機的總時延波動中起主要作用。因此,在濾波器的設計時,為了減小濾波器的有用信息帶寬范圍內的時延波動,在帶外抑制等技術指標滿足要求的前提下,盡量展寬濾波器的帶寬。設備的輸出濾波器帶寬最窄,為200 MHz左右,時延 τ≈1.75 ns,Δτ1≈0.2 ns,考慮鏈路中放大、混頻級聯對帶寬的影響,在設計中按最惡劣情況考慮,并考慮一定余量,電路各級有源器件所產生的Δτ2按0.5 ns計算。總的時延變化是能滿足指標要求。圖5和圖6為阻帶抑制和群時延波動仿真圖,由仿真結果可知,阻帶抑制為45 dB@2 100MHz/2 400MHz,通帶內最大群時延波動為1.11ns@f0±3 MHz。

圖5 阻帶抑制Fig.5 Stopband rejection

圖6 群時延波動Fig.6 Group delay ripple

3.3.3 接收信道增益分配

若中頻輸出電平取為-10 dBm,以接收靈敏度電平-70 dBm計算,接收信道的總增益為 G≥-10-(-70)=60 dB,增益取為60 dB。接收信道電平分配如圖7所示。

圖7 接收信道電平分配Fig.7 Level allocation of receiving channel

3.3.4 發射信道設計

發射信道的電平分配也是非常重要的,在實際工作中既要保證信號工作在線性狀態,同時又要求不飽和。在設計時發射信道電平分配如圖8所示。

圖8 發射信道電平分配Fig.8 Level allocation of transmitting channel

4 實驗結果

改進后的聯試應答機在地面測控站上運用,對聯試應答機的主要指標進行測試,測距、測速的均值和方差測試結果分別如圖9和圖10所示。

圖9 測距均值和方差值Fig.9 Mean and variance of ranging

圖10 測速的均值和方差值Fig.10 Mean and variance of velocity measurement

由圖9和圖10可知,改進后的聯試應答機與系統閉環后的測試結果完全滿足要求。因此,聯試應答機的改進是合理可行的。

5 結束語

本文在傳統應答機方案的基礎上,提出了接收、發射頻綜共用的方案。采用該方案使設備電路結構更加簡化、合理,提高了設備的可靠性,降低了設備的成本。同時,本文介紹了應答機的設計方案,對其中的關鍵技術、工作原理進行了論述。該應答機主要指標性能已經在實踐中得到驗證,技術成熟可行。聯試應答機最重要的特點是基于應答機與系統鐘同源的基礎上,通過本振頻率關聯和中頻數字處理,解決了相參轉發問題;同時具備可方便加載不同信號體制、格式的功能,滿足系統與不同國際標準兼容的要求。該方案也可以推廣應用到其他頻段聯試應答機的設計、開發。

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JIANG Xiao-feng wasborn in Chongqing,in1983.She received the B.S.degree from Xidian University in 2006.She is now an assistant engineer.Her research concerns aerospace TT&C system technology.

Email:jiangxiaofeng1983888@yahoo.com.cn

Improved Design of S-band Unified Test Transponder

JIANG Xiao-feng
(Southwest China Institute of Electronic Technology,Chengdu 610036,China)

An improved design scheme with only one common frequency synthesizer used for RF receiving and transmitting channel of S-band unified test transponder is proposed in this paper.The improved transponder′s frequency flow,combined frequency interference,the design of signal processing unit and signal channel is analysed,simulated or tested.The results show that its functions and performance satisfy the test requirements of S-band TT&C system.One frequency synthesizer is saved in this design under the condition that the coherent turn-around ratio between receiving frequency and transmitting frequency is satisfied at the same time.Compared with the unimproved one,it has simplified hardware,lower cost and higher reliability.

space TT&C system;S-band transponder;coherent turn-around ratio;software defined radio

TN802;TN958.96

A

10.3969/j.issn.1001-893x.2012.06.008

1001-893X(2012)06-0873-05

2012-03-12;

2012-05-31

江曉鳳(1983—),女,重慶人,2006年于西安電子科技大學獲學士學位,現為助理工程師,主要從事航天測控技術方面的研究。