基于OFDMA的同頻組網下的同步算法

張 兢，徐 偉，李雪梅，李成勇，王 猛

(重慶理工大學電子信息與自動化學院，重慶 400054)

802.16 e［1］是 IEEE 802 工作組提出的一種既能提供高速數據業務又使用戶具有移動性的寬帶無線解決方案，主要使用OFDMA作為它的空中接口技術。正交頻分多址(orthogonal frequency division multiple access)系統本身的特性可以有效抵抗多徑時延，但是由于采用正交的多載波傳播數據，易受載波頻偏和相位噪聲［2］等影響，微小的同步誤差也可能引起ICI和ISI的干擾，因此同步是OFDMA系統的關鍵技術之一。

OFDMA系統同步一般采用基于訓練序列［3］的方法，主要分為基于循環前綴(CP)、基于導頻(Pilot)、基于前導(Preamble)的同步算法，其中大多數同步方法［4］都依賴于前導偽周期特性［5］。文獻［6］利用該特性提出了包括幀檢測、符號定時和載波頻偏估計在內的系統同步方案。但是，802.16e的前導偽周期特性在多小區場景中受到嚴重影響甚至消失，進而導致文獻［6］中的同步方案失效。為解決這一問題，本文提出的同步算法可以在多小區場景中很好地完成幀檢測、符號定時、頻偏估計。

1 OFDMA系統的發射與接收原理

發送數據隨機化后，根據時隙計算信道編碼的參數，交織后采用數字調制，然后插入導頻，經過串并變換，進行IFFT，添加循環前綴，最后D/A轉換經射頻鏈路發送出去。

接收端收到信號后，經過射頻鏈路處理，A/D轉換，開始定時和頻率的同步工作，然后經過并串變換進行FFT，接著信道估計和解調，解碼之后恢復原始的數據(見圖1)。

2 802.16e的前導

IEEE 802.16e前導采用在頻域上每3個子載波插入1個PN序列，另外2個子載波插入0，這樣獨特的頻域結構經過IFFT轉換到時域后，有3段偽周期性，如圖2所示。

利用802.16e前導的3段偽周期性做幀檢測，在不考慮扇區干擾的情況下性能很好，但是在多小區情況下(如圖3所示)，圖中的用戶SS會同時收到B1扇區，B2扇區，B3扇區的信號，由于頻域信號的疊加，前導的頻域結構發生改變，其時域的3段偽周期性也不再存在，基于前導3段偽周期性的幀檢測算法失效。

圖3 多小區結構

3 OFDMA的同步

OFDMA系統的同步如圖4所示，主要分為幀檢測，粗定時同步，小數倍頻偏估計，整數倍頻偏估計，精細定時同步幾個模塊。

圖4 同步系統框圖

3.1 幀檢測

OFDMA系統在同頻組網的情況下，由于相鄰基站的影響，基于前導時域序列偽周期特性的時域自相關幀檢測算法失效。但是前導序列的PN特性依然保持，可以利用接收時域序列和本地前導PN序列互相關進行幀檢測。具體計算公式:

假設接收序列為r(n)，本地序列為local(n)，計算接收序列與本地序列的互相關

接收序列的能量為

進行歸一化之后的結果:

其中:L為相關長度;B為歸一化因子，

幀檢測的結果如圖5所示。

圖5 幀檢測

3.2 粗定時同步

由于受到扇區干擾和信道影響，粗定時同步的目的通過進一步計算來縮小此偏差。利用上述幀檢測結果設定一個搜索范圍S1，在搜索范圍內計算基于循環前綴的延時自相關，通過檢測相關峰值的最大值來完成粗的符號定時，如圖6所示。

接收序列仍然為r(n)，做基于CP的延時自相關:

搜索范圍

搜索起始點

粗符號定時點

圖6 粗符號定時

3.3 小數倍頻偏估計

子載波間隔的小數倍偏移由于抽樣點不在頂點，破壞了子載波之間的正交性，由此引起了ICI。小數倍頻偏估計可與上述粗定時同步結合起來完成。利用檢測到的最大相關結果的相位可估計出載波頻偏，用此算法可估計的最大范圍是子載波間隔的一半。

小數倍頻偏:

在估計出小數倍頻偏后，根據前面得到的粗符號定時點取出前導符號，并對前導符號進行頻偏補償，為后面的整數倍頻偏做準備。

進行時域補償:

3.4 整數倍頻偏估計

當系統存在整數倍頻偏時，前導字在頻域會產生循環移位，抽樣點仍然在頂點，解調出來的信息符號錯誤概率為50%，本算法通過在頻譜循環移位接收的前導序列與本地已知序列的差分互相關來完成。

1)設定整數倍頻偏的搜索范圍［－R，R］。

2)將前面補償后的時域前導符號變換到頻域()P k=FFT()[ ]p n。

3)對于某個整數倍頻偏值r∈［－R，R］，將頻域前導符號 ()P k進行相應的循環移位。

4)從經過循環移位以后的頻域前導符號P(k)對應3個segment的子載波位置上取出頻域序列P0()k。

5)將得到的頻域序列P0()k和對應segment的頻域調制序列進行差分互相關運算。

6)重復執行步驟3)、4)、5)，直到遍歷整數倍頻偏的搜索范圍。

7)取所有相關峰值的最大值，由此得到整數倍頻偏。

3.5 精細定時估計

在小數倍頻偏估計以后，對接收數據進行時域補償，通過在時域上計算接收數據與本地已知前導字的互相關可完成精細符號定時。由于前導字在時域的3段偽周期性，較短的相關長度導致3個相關峰的出現。所以需要利用前面得到的粗定時同步點，在此基礎上設定搜索范圍，并在該范圍內計算每一點的互相關值，取相關峰值處作為精確定時點，如圖7所示。

圖7 精細符號定時

4 仿真結果

選擇802.16e 10 MHz帶寬系統進行仿真(子載波數目為N=1 024)，信道為AWGN和 TU的6徑信道模型(見表 1)，終端移動速度為120 km/h，多普勒頻偏為77 Hz，頻偏為2.2，仿真次數100 000，結果如圖8所示。

表1 TU的信道模型

圖8 同步仿真

5 結束語

異頻組網方案需要大量頻點，頻譜消耗大，在實際有限的頻帶制約下，同頻組網是更好的選擇，一個或幾個頻點可完成組網。本文提出的基于OFDMA的同步算法，在扇區干擾的情況下能很好地完成同步，特別是在扇區干擾嚴重的情況下仍然能準確地估計出頻偏和幀起始位置，虛警概率比較低，算法復雜度也不高，在實際應用中有很好的參考價值。

［1］IEEE Std 802.16e-2005.Air interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access System［Z］.［S.l.］:［s.n.］，2006.

［2］MOENECLAEY M.BER sensitivity of OFDM systems to Wiener phase noise［J］.IEEE TransCommun，1995，43(2/3/4):191－193.

［3］Schmidl T M，Cox D C.Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDMA［J］.IEEE Trans.Communications，1997，45(12):24 －27.

［4］魯玉芳，唐宏，黃秋宴.IEEE 802.16e幀起始同步Matlab仿真及DSP實現［J］.廣東通信技術，2010(6):60－63.

［5］Smith J O.Mathmatics of the Discrete Fourier Trans form(DFT)［M］.［S.l.］:W3K Publishing，2003.

［6］王志成，馮輝.WiMAX OFDMA下行同步原理與仿真［J］.廣東通信技術，2010(6):46 －49.

［7］王銳，吳畏，蒲林.AD8348正交IQ解調器及其應用［J］.微電子學，2007，37(3):456 －458.

［8］王文華，林鈞岫.光纖光柵傳感領域中的組網技術研究［J］.激光雜志，2007，28(3):5 －6.

［9］謝健驪，李翠然.一種基于移動自組網的聯合檢測MAC協議性能分析［J］.自動化與儀器儀表，2010(2):123－124.