基于DSP的船舶電站自動準同步并車裝置的研究

葉 萍

（福建交通職業技術學院，福建福州 350007）

隨著船舶噸位的增加和電氣化、自動化程度的提高，船舶電站容量在不斷增加，因此主電站通常設有三臺甚至更多的發電機組。根據船舶不同運行工況所需用電量的不同，可以使用一臺、兩臺或三臺以上的發電機組通過主配電板匯流排（母線）共同向全船負荷供電，這就是通常所說的并聯運行。而將船舶同步發電機投入電網并聯運行的操作稱為并車操作［1］。實現自動準同步并車控制的途徑很多，目前國內外在這方面的研究主要是有兩種。一種是基于可編程控制器技術，這一新型控制設備以其獨特的適應性、靈活性以及較高的可靠性迅速地被應用到工作環境惡劣、可靠性要求高的船舶領域。但用PLC來實現并車功能，其所需的信號仍需另行調理，如果功能稍復雜則需較昂貴的高速計數模塊及模擬模塊，因此方案并不十分理想。［2］另一種是基于單片機控制技術，目前單片機的集成度越來越高，可靠性以及穩定性方面有了很大改善，同時在性價比方面較可編程控制器有明顯優勢，已經被越來越多的應用于船舶電站自動控制器的設計。［3］本文是基于DSP的船舶電站自動控制裝置，使用TI公司的TMS320LF2407A作為核心控制器，并與Siemens S7.200PLC相配合，是一種集中控制的船舶電站自動控制器。以TMS320LF2407A作為核心控制器構成的自動并車系統采用D觸發器的方式實現并車時相位差的檢測，檢測角度的范圍達到0°－360°，克服異或方式檢測相位差只有0°－180°的缺陷，能準確捕捉合閘提前量，很好地實現準同步并車功能，且具有調速快、合閘準確、工作可靠等優點，具有一定的實用價值。

1 硬件測量電路的設計

本裝置采用16通道的10位A／D轉換器，具有可編程自動排序功能，四個起動A／D轉換的觸發源，最快A／D轉換時間為500ns。控制器局域網為（CAN）2.0B模塊，有41個通用I／O引腳。采用32位累加器和32位中央算術邏輯單元（CALU）；16位x16位并行乘法器，可實現單指令周期的乘法運算。

1）頻差檢測

頻率的檢測是依靠DSP對方波信號跳變的捕捉功能，因此首先要將采集的正弦波信號轉換為方波信號，圖1為本設計采用的方波轉換電路，此電路主要包括三部分：二階濾波、過零比較與電壓跟隨。

為了消除干擾并防止可能的波形畸變，同時考慮濾波性能與設計難度，電路中加入二階低通濾波電路，VCVS式低通濾波器典型電路如圖2所示（KF＝1）。截止頻率f0與C的對應關系如表1所示。

圖1 方波轉換電路

圖2 VCVS式低通濾波器典型電路

表1 截止頻率fo與C的對應關系

本設計濾波電路輸入電壓波形頻率范圍為0－50Hz，查表選取電容C＝0.1μF。Kr＝1時，R1＝1422KΩ，R2＝5.399KΩ，c1＝0.33C，因此本設計采用的KF＝1的二階濾波電路參數選取如下所示：

二階濾波必然導致時間延遲，并車相位檢測電路中使用二階濾波必須考慮此時間延遲對相位捕捉的影響。二階濾波的傳遞函數為：

同時，根據自動控制理論，線性連續系統正弦穩態響應是一個與輸入信號同頻率的正弦信號，但幅度變為原來的H倍，相位改變為p，輸入信號ym＝5sin（100πt）

幅值衰減可忽略不計，時間延遲，相對于主開關l00ms左右的動作時間0.222ms的時間延遲對并車的影響可忽略不計。

利用圖1所示電路，分別取得待并機AB線電壓與匯流排AB線電壓方波，并接入DSP捕捉口，經DSP計算可得待并機與匯流排電壓頻率，當待并機電壓頻率大于匯流排電壓頻率0.1～0.3Hz，即達到并車條件對于頻率的要求。

2）電壓差檢測

對于交流電的電壓測量，我們采用單片集成的有效值變換器AD536AJ，將經過變壓器降壓的交流電信號轉換為精確的直流信號，送DSP進行模數轉換后完成對電壓有效值的采集，經計算可得并車時電壓差，當待并機電壓與匯流排電壓相差±0.5%額定電壓以內，即可達到并車條件對于電壓的要求。電壓有效值測量電路如圖3所示。

圖3 電壓有效值測量電路

圖3中R1和R2為偏置電阻，兩電阻的公共連接端接到AD536AJ的COM，由于AD536AJ的COM內部為CMOS電路，阻抗較高，流經COM端的電流僅為數μA。Cinl為輸入隔直電容，CAVl為平均電容，它與內部的電阻R（25kΩ）構成低通濾波器，以獲得平均值電壓，有效值電壓通過AD536AJ的第8腳輸出。傳統的有效值變換器大多為近似有效值計算，對于復雜信號和大動態范圍的信號存在著轉換精度不高的缺點。本設計選用的芯片AD536AJ的最大轉換誤差為0.2%，按本裝置需檢測的最大電壓400V計算，可得AD536AJ電壓采集最大誤差為400V×0.2%＝0.8V。

3）相位差檢測與合閘提前量的確定

對于相位差檢測，現普遍的解決方案是將匯流排和發電機交流電壓波形成方波，兩路方波相異或得到相位差波形的方法，［3］這種方法的優點是每個周期可以產生兩次相位波形，因而對減少并車時間有利，缺陷是其檢測相位的范圍只有180°，因而不能區分相位是超前還是滯后，如果并車后沒有及時調整功率，則易導致發電機逆功而跳閘，這在匯流排頻率處于波動的情況下更易發生。為了克服檢測相位的范圍只有180°的缺陷，本自動裝置設計的相位檢測采用D觸發器的方式，電路如圖4所示。

圖4 相位差檢測電路

經上述電路產生的相位波形如圖5所示。

圖5 電壓與相位波形圖

由圖4可見相位差的檢測范圍相位可達360°。相位差波形信號送到MS320LF2407A的捕獲端口，TMS320LF2407A的捕獲口能設為上升沿或下降沿捕獲。初次設為上升沿捕獲，在上升沿捕獲的中斷服務程序里設置捕獲端口下次為下降沿觸發中斷，而在下降沿的中斷服務子程序里再將下次中斷的觸發方式為上升沿，因此讀出兩次中斷對應在捕獲端口FIFO里的值相減，即可得到相位差波形的時間長度從而得到相位差。在TMS320LF2407A時鐘頻率為20MHz，捕獲頻率為11128分頻，電壓頻率為50Hz時相位的分辨率可達。

換算成角度則最大可測角度為0.1150×65535＝7536°。對于頻率的測量也是利用捕獲口，不難計算此時頻率的測量范圍約為2.4Hz～1MHz。圖6曲線①與曲線②分別表示異或方式與D觸發器方式檢測相位差范圍。發電機主開關具有固有動作時間TK，因此合閘信號必須在相位差為0之前發出，如果提前的時間TZ恰好等于開關的固有動作時間TK，那么開關正好是在兩個電壓相位一致的時候閉合，從而達到了準確同步的目的，所以計算因主開關固有動作時間導致的合閘提前量Tz是并車時刻捕捉的關鍵。差頻三角波理論波形是線性的，即使差頻正弦波在接近0°的小角度內有近似的線性關系，即圖6曲線①所示的差頻三角波具有線性關系。基于差頻三角波波形線性理論，可以認為相位差與時間存在線性關系。因此，本設計采用D觸發器方式檢測的相位差與時間同樣存在線性關系，即圖6曲線②是線性的，己知相位差最大值為360°，只要另知周期1／△f即可得具體的線性關系，圖6為合閘提前量捕捉示意圖。

圖6 合閘提前量捕捉示意圖

其中Δf＝Gen＿Fre－Bar＿Fre基于線性特性，可以利用如下公式計算σYJ，σYJ＝360°×Tk×Δf

由于DSP通過檢測相位差方波高電平時間來達到檢測相角的目的，因此必須將σYJ轉換成與之對應的相位差方波高電平時間TF，公式如下：

本設計主開關固有動作時間TK＝l00ms（可進行參數設定），在△f＝0.1Hz，Bar－Fre＝50 Hz的情況下，可得：

當DSP檢測到相位差方波高電平時間等于TF的時刻即為合閘提前量TZ所要求的時刻，此時發出合閘脈沖可達到準確同步的目的。

2 自動準同步并車的軟件設計

1）系統初始化后，一直處于等待狀態，直到控制裝置接收到來自PLC的起動控制信號。

2）當自動控制裝置接收到控制信號后，發出機組起動信號，機組起動，同時發電機建壓起頻。

3）首先電壓檢測，檢測電壓是否達到設定范圍，如果沒有達到，則等待電壓手動調整，如果調整時間超過設定值，進行電壓異常報警。

4）電壓檢測的同時進行頻率的檢測，檢測頻率是否達到設定范圍，如果沒有達到，則進行頻率自動調整，如果調整時間超過設定值，進行頻率異常報警。

5）電壓、頻率滿足條件后，檢測匯流排電壓，如果匯流排無電，則直接合閘；如果匯流排有電，則要進行合閘時刻的捕捉，計算在現有頻差下由于合閘提前量而產生的相位差，并且捕捉此相位差，在合閘時刻準確合閘。自動準同步并車程序流程如圖7所示。

自動準同步并車部分程序如下所示：

圖7 自動準同步并車程序流程圖

3 結 語

把DSP應用于控制船舶電站的自動準同步并車，是自動并車控制技術新的發展，它與PLC相比，定時更為準確，性價比更高。而與通用微處理器相比由于DSP接口單元豐富、集成度高，可以減少外圍電路的設計，因此成本低，性價比高，具有廣闊的市場前景。隨著DSP在運算速度、集成度以及穩定性方面的不斷提高，DSP在自動并車控制及船舶電站自動化中的應用前景必將愈來愈廣闊。

1 楊勇，楊際峰.FX3U在船舶電站準同步并車控制系統中的應用［J］.船電技術，2008

2 李小謙，徐正喜，鄭中祥，羅偉.基于三模冗余DSP控制器的船舶電站自動并車裝置研究［J］.船電技術，2007

3 祝福，肖彥直.船舶電站自動準同步并車的PLC控制系統［J］.造船技術，2006

4 紀宗南.DSP實用技術和應用實例［M］.航天工業出版社，2006.

5 陳玉.TMS320系列DSP硬件開發系統［M］.北京：清華大學出版社，2008.