雙脈沖測試方法在中點鉗位三電平逆變器中的應用研究

孟慶云 馬偉明 孫 馳 王俊炎 艾 勝

（海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室 武漢 430033）

1 引言

二極管中點鉗位（NPC）型三電平逆變電路具有諸多優越的系統性能，被廣泛應用于工業生產、機車牽引及多相電機驅動等大容量場合[1]。在NPC三電平逆變器的研制過程中需要對電路進行必要的測試，以掌握功率器件（如 IGBT和快恢二極管）的瞬態特性以及吸收電路的工作性能與吸收效果。對于傳統的兩電平逆變電路，通常是采用斬波電路和雙脈沖方式可以很好地對功率器件的瞬態開關特性、短路特性、溫度特性及吸收電路的設計進行測試與研究[2-3]，且已經成為兩電平電路的“標準”測試方法。目前，許多文獻結合NPC三電平電路的工作狀態轉換過程對功率器件開關特性及吸收電路設計進行了分析研究[4-8]，但仍沒有形成一種簡單可靠的針對NPC三電平電路的測試方法，多是以整個系統電路為實驗平臺且以連續脈沖形式開展測試。如文獻[7]、文獻[8]通過對帶感應電機負載的 NPC三電平電路的測試，研究了其提出的吸收電路的性能，給出了整個系統測試的試驗結果。事實上，對于功率器件及吸收電路的有效性測試應在整個逆變器實際運行工作前進行。基于系統的測試固然可以，但存在以下不足：①不能在系統研制早期發現問題，測試過程復雜且成本較高，需要多路控制信號及負載等；②存在不安全因素，尤其是在不合理設計參數下的測試將對整個系統構成危險；③測試電流不宜做的太大，且要考慮系統損耗問題，無法完成開關管的短路特性測試。

為了尋求一種簡單可靠的針對 NPC三電平電路的測試方法，基于傳統兩電平測試思想，依據NPC三電平電路結構與控制的對稱性及換流路徑的對偶性，可以將兩電平雙脈沖測試方法擴展到半橋結構的 NPC三電平測試電路中。但在采用傳統“兩管動作”雙脈沖測試方法研究開關特性及吸收電路設計時發現，該方法會引起內外管動態電壓不均衡問題。針對這一問題，本文基于帶吸收電路的半橋結構NPC三電平測試電路，結合器件特性及外圍吸收電路的影響，詳細分析了傳統雙脈沖測試中電壓不均衡現象的原因，提示了內外管電壓不均衡現象產生的電路機理。提出一種三管動作雙脈沖方法解決了傳統雙脈沖測試中的內外管動態電壓不均衡的問題。該方法充分考慮了NPC三電平電路模態轉換過程和開關管的死區時間，已經很好地應用于NPC三電平電路的測試中[11,14]。實驗與仿真結果證明了理論分析的正確性以及所提測試方法的合理性。

2 傳統雙脈沖測試動態電壓不均衡問題分析

2.1 測試電路與兩管動作雙脈沖方式

根據NPC三電平電路結構的對稱性，以半橋電路作為基本的測試電路。為防止功率器件過壓，測試電路通常需要加裝吸收電路，本文以兩種不同吸收形式的半橋NPC三電平電路作為研究對象：純C吸收和2RCD吸收[13]，如圖1所示。測試時需要完成電路中所有功率開關瞬態特性及吸收電路性能和效果的測試。事實上，根據NPC三電平電路結構與控制上的對稱性以及換流回路的對偶性[9]，對于NPC三電平電路的測試，只要考慮以 VT1、VT2為動作開關，根據狀態轉換過程完成VT1、VT2、VDcl1、VD3、VD4以及吸收電路的測試。按照NPC三電平載波 PWM和雙脈沖測試的原理，并確保內管最先開通、最后關斷的原則[12]，那么測試脈沖可為如圖2所示的兩管動作雙脈沖發送方式，即對開關管VT1、VT2施加驅動信號，開關管VT3、VT4被封鎖。

圖1 兩種不同吸收的NPC三電平測試電路Fig.1 The NPC three-level test circuit with different snubbers

圖2 兩管動作雙脈沖方式Fig.2 The double pulse pattern with two switch action

2.2 內外管動態電壓不均衡現象與分析

對于純C吸收，假定在t1時刻前電路處于穩態，各主開關管電壓見表1。

表1 各開關管初始電壓值Tab.1 The initial voltages of the switches

t1時刻VT2管導通，負載電流開始上升，VT3、VT4管門極脈沖被封鎖，因此它們共同承受直流母線電壓Ud。假定VT3、VT4器件本身動態特性相同，阻態下流過兩管的漏電流相同，那么t1時刻VT3與VT4兩端電壓應該承受相同的電壓，即由0升至Ud。在t3時刻，VT1導通，那么VT3與 VT4兩端電壓應由Ud升至2Ud。事實上，由VT2導通時刻的等效電路知，鉗位二極管 VDcl2與 VT3形成并聯關系，加上導線連接的非對稱性及器件本身特性的差異，這些都會引起VT3與VT4的漏電流差異，從而破壞了VT3與VT4之間的動態電壓平衡關系，使VT3與VT4在開關管狀態轉換過程中承受不同電壓。

對于2RCD吸收，假定電路上電后已經進入穩態，且各開關管電壓表1所示。在t1時刻，VT2導通，那么VT3、VT4共同承受直流母線電壓Ud。由于VT3門極被封鎖，電容Cs2通過VT3、VDcl2以及平衡電阻Rb三者的并聯等效阻斷電阻充電，因此對于電容Cs2其時間常數τCs2為

式中Roff——VT3、VDcl2并聯等效阻斷電阻。

那么VT4上的電壓為

VT3處于阻態時，其等效電阻將達到數兆歐級以上，使得時間常數τCs2相對于開關管的導通時間來說要大得多，因此由式（2）知電容Cs2兩端電壓上升較慢，從而使 VT3在t1～t3之間承受了比 VT4較大的母線電壓。在t3時刻，VT1開通，Cs1放電。當Cs1放電完畢后，VT1兩端電壓為0，這時VT3、VT4兩端電壓總電壓為 2Ud。由于 VT3仍為封鎖狀態，同前面的分析，此時整個母線電壓大部分施加在 VT3兩端。由式（1）與式（2）易知，隨著Roff和Cs2的增加，VT3與 VT4間的電壓不均衡度將會增加。同時，加上由鉗位二極管 VDcl1在t3或t9時刻引起的反向恢復電壓[14]，將會使VT3的最高電壓尖峰超過器件最大安全工作區，可能造成其失效而損壞。

通過以上分析可知，傳統的兩管動作雙脈沖方式在 NPC三電平電路測試中產生內外管動態電壓不均衡問題。其原因是，在VT1、VT2狀態轉換時，由于VT3被“封鎖”，加之NPC三電平特殊的電路結構及外圍吸收電路的影響，使 VT3、VT4電壓狀態無法正常配置而造成的。

為解決狀態轉換過程中引起的內外管動態電壓不均衡問題，采用一種三管動作雙脈沖發送方式[11]，如圖3所示。該方式使VT3參與動作，提前配置了VT4的工作狀態，并考慮了 VT1與 VT3之間的死區作用。另外由于VT4的動作并不影響電路狀態的轉換過程，因此可以使VT4門極信號在整個測試中處于封鎖狀態。

圖3 三管動作雙脈沖發送方式Fig.3 The double pulse pattern with three switch action

純 C吸收的三電平電路如圖 1a所示，當 VT2在t1時刻導通后，由于 VT3處于導通狀態，那么VT4將承受母線電壓Ud。t2時刻，關斷 VT3，經過死區時間后在t3時刻VT1開通，那么VT3升至Ud。同理，對于2RCD吸收電路，由于VT3的參與，在t1時刻使Cs2可以通過處于通態的 VT3充電至Ud，VT4兩端電壓升至Ud。在t3時刻，VT1開通，其兩端電壓逐漸降為 0，VT3兩端電壓逐漸升高至Ud。因此，這種三管動作的雙脈沖發送方式避免了傳統雙脈沖方式下的內外管動態電壓不均衡的問題。另外，三管動作的雙脈沖測試方法同時考慮了 VT1、VT3的死區時間，可以完整地分析各功率器件的瞬態特性以及吸收電路的的工作性能。

3 仿真分析

為了驗證前面分析的正確性，采用仿真軟件Saber分別對圖1所示的兩種不同吸收方式的NPC三電平電路在不同脈沖發送方式下的情況進行了分析。為了模擬實際電路，仿真同時考慮了線路雜散電感和二極管非理想特性對電路的影響[14]。

仿真時的電路參數為：Ud＝180V，C1=C2=10μF，CS1=CS2=1.5μF，RS1=RS2=17Ω。

為了模擬實際電路情況，仿真采用阻感性負載。利用數字電橋，提取實驗時采用的一卷導線阻感值為：R=165mΩ，L=63μH。

圖4給出了采用純C吸收時不同測試脈沖方式時開關管電壓的仿真波形。圖5給出了采用 2RCD吸收時不同測試脈沖方式時開關管的電壓仿真波形。由仿真結果可以看出，在采用兩端動作雙脈沖測試時，對于兩種不同吸收電路中的 VT3、VT4發生了電壓不平衡現象，尤其是對2RCD吸收電路，當 VT1第一次開通時，VT3幾乎承受了整個母線電壓。采用三管動作雙脈沖后，完全消除了因VT3阻斷而引起的內外管電壓不平衡現象。

圖4 采用純C吸收電路時開關管電壓波形Fig.4 The switch voltage waveforms with C snubber

圖5 采用2RCD吸收電路時開關管電壓波形Fig.5 The switch voltage waveforms with 2RCD snubber

4 實驗驗證

實驗采用與仿真相同的電路及參數，圖6為實驗平臺的實物照片。

圖6 實驗平臺實物照片Fig.6 The photograph of the prototype

實驗平臺中采用的IGBVT模塊為FZ1500R33HL3，鉗位二極管為 DD1200S33K2C，吸收二極管采用DD400S33KL2C。采用的實驗儀器與測試探頭：TDS5054示波器；高壓差分探頭P5205和P5210；電流探頭采用CWT15B。

為了減小換流回路的雜散電感，采用精心設計的層疊復合母排作為各開關管的連接線[15]。另外，為了防止測試過程中對開關管造成損壞，利用直流側電容放電在低壓大電流下對前面的理論與仿真分析進行了實驗驗證，采用一卷長導線作為負載連接于C、N點。

圖7與圖8分別給出純C吸收與2RCD吸收電路時不同測試脈沖方式下的 VT3、VT4電壓實驗波形。由圖7a可以看出，對于采用純C吸收的NPC三電平電路，兩管動作雙脈沖方式下VT3電壓達到226V，超過母線電壓的25%之多，而VT4電壓相對較低。同時，由圖8a知，采用2RCD吸收電路時由于Cs2無充電路徑造成了VT3、VT4更為嚴重的電壓不均衡現象，使VT3電壓達到332V，幾乎達到整個母線電壓（360V）。而VT3最高電壓尖峰達到436V（雜散電感引起的電壓及鉗位二極管 VDcl1反向恢復電壓），當直流母線電壓較高時就可能造成 VT3過電壓。

圖7 采用純C吸收時開關管VT3、VT4電壓實驗波形Fig.7 The experimental voltage waveforms of VT3 and VT4 with C snubber

圖8 采用2RCD吸收電路開關管VT3、VT4電壓實驗波形Fig.8 The experimental voltage waveforms of VT3 and VT4 with 2RCD snubber

由圖7b和圖8b可以看出，采用三管動作雙脈沖測試，當工作狀態轉換時 VT3、VT4的電壓都達到了正常值，完全消除了內外管電壓不均衡的現象，從而可以很好地分析各功率器件的瞬態開關特性以及吸收電路的工作性能。因此實驗波形進一步證明了理論分析與仿真的正確性以及三管動作雙脈沖測試方法在NPC三電平電路測試中的合理性。

事實上，對于NPC三電平其他吸收電路，如文獻[5]中的3RCD吸收電路，文獻[7]中的LRD型吸收電路等，在兩管動作雙脈沖下同樣存在內外動態電壓不均衡的現象，限于篇幅，本文給出在不同脈沖方式下采用 3RCD吸收電路時的 VT3、VT4電壓實驗波形，如圖9所示。另外，當將圖1測試電路中的負載連接于C與O點時，在兩管動作雙脈沖下存在與負載接N點同樣的情況。由于負載連接點的不同，電壓不均衡現象發生在 VT1、VT2第二次導通時刻，這里給出一組采用2RCD吸收電路在兩管動作雙脈沖方式下實驗時引起VT3過電壓的實驗波形如圖 10所示，由實驗波形知當 VT1第二次導通時VT3的電壓尖峰已達3 500V，實際上已經超過了器件所承受的峰值電壓（3 300V）。

圖9 采用3RCD吸收電路開關管VT3、VT4電壓實驗波形Fig.9 The experimental voltage waveforms of VT3 and VT4 with 3RCD snubber

圖10 負載接O點兩管動作雙脈沖方式VT3過電壓實驗波形Fig.10 The over-voltage waveform of VT3 under the load linked to point O with two switch action double pulse

5 結論

傳統兩管動作雙脈沖方式在 NPC三電平電路測試中會引起內外管動態電壓不均衡問題，基于半橋結構的NPC三電平測試電路，分析了不同吸收電路時狀態轉換過程中電壓不均衡產生機理。采用一種三管動作雙脈沖測試方法，使內外管電壓得到了很好的配置，解決了內外管電壓不均衡的問題。仿真與實驗驗證了理論分析的正確性和所提測試方法的合理性。因此，得出以下結論：

（1）由于 NPC三電平電路結構的特殊性，使傳統兩管動作雙脈沖測試方法引起內外管電壓不均衡問題，尤其在外管并聯電容型吸收電路時往往造成VT3管嚴重的過壓問題，因此不適合應用于NPC三電平電路的測試。

（2）三管動作雙脈沖測試方法完全消除了傳統測試方法狀態轉換過程中內外管動態電壓不均衡的現象。相對于兩管動作測試方法，該方法可以更加完備的分析 NPC三電平電路中各功率器件的瞬態特性以及吸收電路的的工作性能，其測試時刻及對應被測試功率器件特性見表2。

（3）本文所提的測試電路及三管動作雙脈沖方式可以作為 NPC三電平電路測試的一種通用測試方法，能很好的應用于NPC三電平電路的測試。該方法具有簡單、快捷、可靠等優點，是評估系統性能最直接有效的手段，對于分析NPC三電平電路中 IGBT與二極管的瞬態特性、吸收電路的選擇與參數設計具有較強的工程指導價值。

表2 被測時刻及對應被測功率器件特性Tab.2 The corresponding characteristic of the device under the test

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