一種新型的無變壓器級聯型多電平變換器拓撲

王 奎 鄭澤東 李永東

（清華大學電機系電力系統及發電設備控制和仿真國家重點實驗室 北京 100084）

1 引言

在高壓大容量變頻調速領域，多電平變換器由于在提高電壓等級和減小輸出諧波上的巨大優勢，獲得了越來越廣泛的應用。雖然各種新拓撲結構層出不窮，但目前在工業上應用最多的多電平拓撲結構還是二極管鉗位式和 H橋級聯式結構[1-2]。二極管鉗位式三電平結構在中壓變頻調速領域應用廣泛，但受限于器件耐壓等級，輸出電壓不能進一步提高。若采用更高電平的話，則存在電容電壓難以平衡的問題。雖然采用背靠背結構或者增加外部均壓電路能夠控制電容電壓的平衡[3-5]，但結構復雜，鉗位二極管數量也急劇增加。在高壓變頻調速領域，H橋級聯式結構占有絕對的優勢，不僅可以采用大量低電壓等級的器件實現高壓的輸出，而且具有結構模塊化強、使用器件最少、可靠性高、輸入功率因數高、輸出不需使用濾波器等優點。其不足之處是需要使用移相隔離變壓器，而且電平數越多，需要的變壓器二次繞組也越多。而多繞組移相變壓器體積大，制造困難，成本也很高。

為解決移相變壓器帶來的H橋級聯變換器的缺點，本文提出了一種新型的無變壓器級聯多電平變換器拓撲，它秉承了H橋級聯結構模塊化的優點，通過功率單元級聯可以很容易地實現更高電平。最重要的是它的所有電容處于懸浮狀態，可采用單一直流電源供電而不需要移相變壓器，采用背靠背結構很容易實現四象限運行，這也是傳統H橋級聯結構難以做到的。該拓撲結構也可用于高壓直流輸電系統，此時整體結構稍有不同[6-8]。

2 新拓撲結構

在文獻[4]中彭方正教授提出了一種多電平逆變器的通用拓撲結構，現有的多電平拓撲結構（如二極管鉗位式，電容鉗位式等）都能夠從中派生而來，這給新拓撲結構的研究提供了一條重要的思路。遵循一定的規律和原則對通用拓撲進行簡化可以得到許多新的拓撲[5,9]。文獻[10]中也介紹了一種基于基本單元串-并（并-串）思想生成多電平變換器拓撲的方法，現有的多電平拓撲包括通用拓撲結構都可以通過基本單元先并后串或者先串后并的方法得到。本文提出的新型級聯型多電平變換器拓撲正是由通用拓撲結構派生而來。如圖1所示，圖1a為五電平通用拓撲結構，只保留最外側的基本單元（圖中陰影部分）便可得到圖1b所示新拓撲一，但該拓撲存在一些問題：第2級的兩個基本單元由于電容直接串聯并且內側兩個開關管和第 1級的電容并聯，因此輸出不獨立，內側兩個開關管不能同時導通。如果將第2級的兩個單元拆分，使其互相獨立，可選擇的開關狀態更多，由此得到圖1c所示新拓撲二。圖1b的第一級和第二級還可以直接簡化成二極管鉗位型或電容鉗位型三電平結構，如圖 1d和圖1e所示。從另外一個角度看，圖 1d和圖 1e相當于將圖1c的中間基本單元由兩電平結構擴展成三電平結構，這樣在輸出同樣電平數的情況下使用元件更少。本文主要對新拓撲二展開研究，結果具有一定的通用性。其M電平橋臂結構如圖2所示。

圖1 通用多電平拓撲及其演化Fig.1 Generalized multilevel inverter topology and derived topologies

圖2 新拓撲M電平橋臂結構Fig.2 M-level phase leg of the novel topology

由圖 2可以看出，M電平新拓撲每相橋臂由2M-3個基本單元級聯組成，可分成上橋臂、中間單元和下橋臂三個部分。上下橋臂分別由M-2個基本單元級聯組成，每增加一個電平，只需上下橋臂各增加一個基本單元即可，結構簡單，模塊性強。

在通用多電平拓撲結構中，鉗位器件為開關管和電容，其中每相橋臂最外側開關管為主管，用來產生需要的電平，內側開關管為鉗位開關管，和鉗位電容一起將每個器件電壓鉗位在一個電容電壓的水平[4]。新拓撲結構在通用拓撲基礎上作了簡化，但也保留了一定的鉗位開關管和鉗位電容，其中最外側的開關管為主管，內側的開關管為鉗位開關管，所有電容均為鉗位電容。按照所需器件類型的不同，將新拓撲分別與二極管鉗位型、電容鉗位型、H橋級聯型以及通用拓撲做一個比較，每相橋臂所需的器件數量見下表。

表 多電平結構每相所需器件數目比較（電平數為M）Tab. Devices required in different topologies (M-level)

由表1可以看出，各種拓撲結構使用的主開關管數量相同，只是鉗位器件種類、數量不同。二極管鉗位、電容鉗位以及通用多電平拓撲使用的鉗位器件（二極管、電容或開關管）都隨著電平數M呈二次方快速增長，結構變得非常復雜，不適合更高電平的需求。H橋級聯型結構雖然使用的器件最少，但需要特殊制造多繞組移相隔離變壓器，當電平數增多時變壓器二次繞組也增多，不僅制造困難，而且也增加了系統的體積和成本。新拓撲結構同時使用了鉗位開關管以及鉗位電容，但數量和M成正比，而且結構模塊化，易于擴展，增加一個電平只需增加兩個基本單元級聯即可，既保留了H橋級聯多電平變換器固有的優勢，而且還省去了移相變壓器，因此非常適合于電平數極多的場合。

新拓撲結構組成的三相逆變器結構框圖如圖 3所示。

圖3 新拓撲三相逆變器結構框圖Fig.3 Structure of the 3-phase inverter of the new topology

3 開關函數模型

在圖2所示M電平結構中，設所有基本單元的電容電壓相同均為VC，直流母線電壓為udc。定義每個基本單元的開關函數為

為保證在每個開關時刻橋臂內部串聯電容電壓與母線電壓相等，須滿足

式中，upp1，up1n1，un1n分別為上橋臂、中間單元和下橋臂兩端電壓。

對于上橋臂的基本單元，開關函數為1時電容旁路；對于下橋臂的基本單元，開關函數為1時電容接入。因此有

可以得到

式中，sUi，sLi分別為上、下橋臂基本單元開關函數。

由式（3）可以看出，在任意時刻上橋臂開關函數之和與下橋臂開關函數之和相等，即上橋臂開關狀態為1的基本單元數與下橋臂開關狀態為1的基本單元數相等。

對于輸出任意電平VO= nVC(n=0, 1,…,M-1)，滿足

由此可以得到

式中，sM為中間單元開關函數。

由式（6）可看出，對于任意電平輸出，只需滿足上橋臂或下橋臂開關函數與中間單元開關函數之和等于要輸出的電平即可。

4 冗余開關狀態以及電容電壓平衡控制

基于以上兩條原則，以圖1c所示五電平新拓撲一相橋臂為例，討論輸出不同電平時可選的開關狀態。由于上下橋臂所有基本單元都是獨立的，相互之間輸出電平互不影響，因此輸出同一電平時有大量冗余開關狀態可供選擇。

（2）當VO=VC時，分為中間單元開關狀態為0或1兩種狀態。

因此一共有10種開關狀態。

（3）當VO= 2VC時，分為中間單元開關狀態為0或1兩種狀態。

因此這種情況下一共有18種開關狀態。

（4）當Vo= 3VC時，分為中間單元開關狀態為0或1兩種狀態。

因此一共有10種開關狀態。

由于冗余開關狀態多，采用空間矢量 PWM調制時空間矢量的選取就比較復雜[6]。采用載波層疊PWM 調制策略時，電容電壓平衡可以通過適當的控制算法實現。首先檢測各個單元電容電壓和橋臂電流大小，當電流方向為橋臂流向負載時，中間單元電容在sM= 1時放電，sM= 0時充電；上橋臂單元電容在sUi= 1時旁路，在sUi= 0時充電；下橋臂單元電容在sLi= 0時旁路，在sLi= 1時放電。當電流方向為負載流向橋臂時情況則正好相反。

以輸出電壓VO= 2VC以及電流方向為橋臂流向負載為例，若中間單元電壓高于給定值，則控制sM=1使其放電，同時控制上橋臂電壓最低和下橋臂電壓最高的單元輸出為 1。若中間單元電壓低于給定值，則控制sM= 0使其充電，同時控制上橋臂電壓最低的兩個單元和下橋臂電壓最高的兩個單元輸出為 1。這樣，在每個開關時刻都能保證電壓最高的電容放電和電壓最低的電容充電，實現電容電壓的動態平衡。

5 仿真和實驗結果

為了驗證新拓撲結構和控制算法的正確性，在仿真軟件包 Matlab/Simulink平臺上搭建了新拓撲結構的五電平模型并進行了仿真。所采用的參數為：電容容量C=1100μF，母線電壓udc= 2000V，電容電壓VC=500V，負載電流有效值Irms=20A。

圖 4a為一相橋臂 7個懸浮電容電壓波形，圖4b為橋臂輸出相電壓波形，可以看出各個懸浮電容電壓保持穩定且基本重合，輸出相電壓波形為五電平。圖4c為三相電流波形。

圖4 懸浮電容電壓與相電壓、電流仿真波形Fig.4 Simulation results

硬件實驗平臺以 TI公司最新推出的電機控制專用浮點DSP芯片TMS320F28335為控制器核心，功率器件采用IGBT。母線電壓設置為100V，懸浮電容電壓為25V。懸浮電容電壓和橋臂輸出相電壓、相電流如圖5a和圖5b所示。受示波器通道數限制，圖 5a中只給出了上下橋臂各一個基本單元電壓和中間單元電壓，平均值分別為 26.6V、25.0V和24.6V，其余懸浮電容電壓用電壓表監測也完全正常，都控制在25V左右。實驗結果與仿真結果相吻合，懸浮電容電壓基本實現了平衡控制。

圖5 懸浮電容電壓與橋臂相電壓、相電流實驗波形Fig.5 Experimental results

6 結論

本文提出的無變壓器級聯型多電平新拓撲結構，不僅省去了傳統H橋級聯逆變器中的移相變壓器，減小了系統的體積和成本，而且還具有模塊性強，使用器件少，易于擴展等優點。本文研究了其工作原理以及開關狀態確定方法，提出通過檢測電容電壓和電流方向選擇合適的冗余開關狀態可以實現懸浮電容電壓平衡控制。該拓撲結構非常適合于高壓大容量多電平變頻驅動系統。

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